ДЕТЕКТОРЫ

Детектирование является процессом, обратным модуляции. Возможны три вида детектирования: амплитудное, частотное и фа­зовое. Кроме этого существует синхронное детектирование, которое в равной степени может быть применено для любого вида модуля­ции. При синхронном детектировании осуществляется процесс пере­множения входного сигнала с опорным. Опорный периодический сигнал может носить как гармонический, так и релейный характер. Большое распространение получил релейный вид опорного сигнала.

Несинхронное детектирование не требует дополнительного сиг­нала. При таком детектировании каждый вид модуляции требует свою преобразующую схему. Амплитудное детектирование осуществ­ляется с помощью выпрямительного диода. Частотное детектирова­ние требует предварительного преобразования ЧМ колебаний в AM, например, с помощью колебательного контура, резонансная ча­стота которого расстроена относительно частоты высокочастотного сигнала, с дальнейшим амплитудным детектированием. Аналогичную структуру имеют фазовые детекторы, с той лишь разницей, что для преобразования ФМ колебаний в AM используется, например, RС-цепь.

Простые детекторы имеют ряд существенных недостатков, ко­торые заставляют усложнять схему детекторных устройств. Для AM сигнала существенные ограничения возникают из-за порога от­крывания выпрямительного диода. По этой причине чувствитель­ность детектора получается низкой. Применение транзисторов и ОУ значительно увеличивает динамический диапазон детектора. Необ­ходимость точного преобразования малых сигналов связана со все-расширяющимся использованием в радиоэлектронных устройствах микросхем и соответствующим снижением уровней рабочих сиг­налов.

Расстроенный одиночный контур, используемый в ЧМ детекто­рах, имеет ограниченный линейный участок. Для расширения ли­нейного участка возможно применение двух расстроенных контуров, но и в этом случае выходная характеристика детектора оставляет желать лучшего. В последнее время в качестве частотного детек­тора применяются дифференцирующие схемы.
Амплитуда выходного гармонического сигнала в этих схемах прямо пропорциональна ча­стоте входного сигнала.

Детектирование ФМ сигналов не отличается принципиально от детектирования ЧМ сигналов. Здесь могут применяться те же ме­тоды, что и при детектировании ЧМ колебаний.

Общим детектором для всех видов модуляции является синхрон­ный детектор. Перемножение входного сигнала с опорным форми­рует на выходе синхронного детектора сигнал, несущий информацию об изменении амплитуды, частоты и фазы входного сигнала. Пусть UBX. = A (t)cos[w0t+f (t)] и Uоп = соsw0t. Выходной сигнал описы­вается выражением

После фильтрации высокочастотных составляющих получим Uвыx = = A(t)cosf(t) /2 Здесь при A(t)=const и f(t)=ф(t) получим Uвых = cos ф (t) — фазовый детектор, для f(t) =Qt — частотный де­тектор, а для f (t) = const Uвых==A(t)/2 — амплитудный детектор. Установка рабочего режима ОУ, который используется в устрой­ствах, показана в гл. 1.

1. ДВУХПОЛУПЕРИОДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Измерительный детектор. Детектор (рис. 8.1, а) измеряет дей­ствующее значение переменного сигнала с частотами более 500 кГц. Малое падение напряжения на базо-эмиттерном переходе в тран­зисторе позволяет измерять сигналы с амплитудой от 50 мВ. Вход­ное сопротивление схемы для положительной полуволны сигнала больше 100 Ом, а для отрицательной полуволны — более 2 кОм. На рис. 8.1,6 проиллюстрирована зависимость показаний измеритель­ного прибора от входного сигнала.



                                          Рис. 8.1

Детектор с большим динамическим диапазоном. Детектор (рис. 8.2) осуществляет преобразование входных сигналов с амп­литудами от единиц милливольт до 5 В. Кроме детектирования схема осу­ществляет усиление преобразованного сигнала. Регулировка усиления выпол­няется с помощью резистора R2. Коэф­фициент усиления может меняться от единицы до нескольких тысяч.

При действии на входе сигнала положительной полярности на выходе ОУ DA2 формируется сигнал также по­ложительной полярности, причем диод VD4 будет закрыт, а диод VD3 откры­вается и к выходу подключается рези­стор R2. С этого резистора на инверти­рующий вход ОУ DA2 подается сигнал ООС.




Отрицательная полярность вход­ ного сигнала проходит через усилитель DA2 и открывает диод VD4. По сигна­лу отрицательной полярности ОУ работает в режиме повторителя сигнала. Через резистор R2 отрица­тельный сигнал поступает на вход ОУ DA1. На его выходе фор­мируется сигнал положительной полярности, который проходит через диод VD2 на выход схемы. Коэффициент передачи для этой полуволны входного сигнала также устанавливаемся резистором R2. В детекторе можно применить различные типы интегральных микросхем.

Чувствительный детектор. Детектор (рис. 8.3, а) имеет ччвст-вительность 0,2 мВ. При этом сигнале постоянная составляющая на входе равна 3 мВ. Передаточная функция детектора показана на графике рис. 8.3,6. Коэффициент усиления детектора меняется с амплитудой входного сигнала. Для сигнала более 10 мВ коэффици­ент усиления превышает 103. Эти характеристики детектора получа­ются за счет того, что транзистор VT2, который детектирует сиг­нал, находится под плавающим пороювым напряжением. При от­сутствии сигнала постоянное напряжение коллектор — база транзи­стора VT1 соответствует напряжению, которое открывает VT2, и равно примерно 0,6 В. Входной сигнал, усиленный транзистором VT1, управляет работой второго транзистора. Положительная по­луволна входного сигнала закрывает транзистор VT2, а отрица­тельная полуволна открывает. Выходной сигнал транзистора VT2 поступает в базу следующего транзистора, который уменьшает вы­ходное сопротивление детектора и увеличивает его чувствитель­ность. Для создания смещения на транзисторе VT3 служит рези­стор R4. С помощью резистора R6 компе нрчется коллекторный ток транзистора VT3 при отсутствии входного сигнала. На графике рис. 8.3, б приведена зависимость постоянного выходного напряже­ния от напряжения на входе.



          Рис. 8.2

Детектор на ОУ. Детектор на ОУ (рис. 8.4. а) обеспечивает эквивалентное уменьшение прямого паления напряжения на выпря­мительных диодах до 1000 раз.


За счет этого достигается точное соответствие между амплитудой входного переменного напряжения и выходным постоянным напряжением. Эта схем? обеспечивает де­тектирование сигналов с амплитудой в несколько милливольт Однако при малых уровнях входного сигнала точность схемы ухуд­шается, что связано с влиянием ограниченного усиления, наличием смещения и его температурного дрейфа и т. п. на выходные харак­теристики де1сктора. Kpove того, сказывается разброс прямою падения напряжения на диодах. В некоторой степени влияние этих причин можно уменьшить, если применить сднополупернодное вы­прямление (рис. 8.4,6). Постоянный уровень на выходе интеграль­ной микросхемы можно скомпенсировать подстройкой сопротивле­ния резистора R2 или балансировкой ОУ (см. гл. 1). Детекторы работают на частотах не выше 10 кГц.



                                          Рис. 8.3



                                          Рис. 8.4

Детектор с ограниченной полосой частот. Схема детектора (рис. 8.5) обеспечивает детектирование сигналов с малой амплиту­дой в частотном диапазоне от 3 до 15 кГц. По постоянному току ОУ имеет коэффициент усиления, равный 2, а по переменному сигналу — 100. Полоса пропускания ОУ ограничена емкостью кон­денсаторов С1 и С2, что способствует уменьшению шумового сиг­нала на выходе. Кроме того, из-за малого усиления по постоянному току снижены температурные и временные дрейфы ОУ.

Двухполупериодный детектор. Детектирование осуществляется детектором на ОУ DAJ, который разделяет положительные и отри­цательные полуволны входного сигнала (рис. 8.6). Поскольку со­противления открытых диодов разные, то необходим подбор рези­стора R3, которым добиваются равенства сигналов на входах уси­лителя DA2. Второй усилитель объединяет полуволны входного сиг­нала и усиливает их в 10 раз. На выходе схемы присутствует сигнал положительной полярности. Схема осуществляет детектиро­вание сигналов от 10 мВ при 1 В на выходе. Чувствительность де­тектора можно повысить, если увеличить коэффициент усиления обоих усилителей, однако при этом уменьшается верхняя граничная частота детектора.


Частотный диапазон детектора определяется ча­ стотными свойствами используемых ОУ. Интегральные микросхемы К140УД1 позволяют получить граничную частоту свыше 1 МГц, а микросхема К153УД1 — 100 кГц.



                   Рис. 8.5                        Рис. 8.6

2. ДЕТЕКТОРЫ ВЧ СИГНАЛОВ

Линейный детектор. В основу детектора (рис. 8.7, а) поло­жена микросхема К122УД1. Нагрузкой этой микросхемы являются два транзистора, которые работают на общий сглаживающий фильтр f$3, C2. При наличии входного сигнала транзисторы VT1 и VT2 поочередно открываются. Детектор работает в широком диапазо­не частот. Выходная характеристика (рис. 87,6) снята на часто­те 100 кГц.

Детектор с АРУ. Схема (рис. 8.8, а), построенная на интеграль­ной микросхеме К224ЖАЗ, предназначена для детектирования AM-сигналов промежуточной частоты и усиления напряжения АРУ На вход интегральной микросхемы подается сигнал с последнего ка­скада УПЧ. Сигнал УПЧ детектируется первым транзистором мик­росхемы и с его коллектора через разделительный конденсатор СЗ поступает на регулятор громкости R2. С вывода 5 снимается сиг­нал АРУ. Для фильтрации составляющих ПЧ включен конденсатор С2. Неусиленный сигнал АРУ после каскада детектора формирует­ся на конденсаторе С1. Максимальный сигнал АРУ после усиления вторым транзистором микросхемы формируется на конденсаторе С2. Максимальный сигнал АРУ практически равен питающему напря­жению. Технические характеристики детектора проиллюстрированы графиками рис. 8.8, б.



                                                          Рис. 8.7



                                                          Рис. 8.8

3. ДЕТЕКТОРЫ С ОУ

Детектор с удвоителем. Для детектирования AM сигнала в схеме (рис. 8.9, а) применен удвоитель напряжения на диодах Ког­да на входе отрицательная полуволна, происходит заряд конденса­тора С1 через диод VD1. При смене полярности входного сигнала конденсатор С1 разряжается через диод VD2. На конденсаторе С2 будет двойная амплитуда входного сигнала.


Постоянная составляю­ щая на выходе схемы зависит от коэффициента усиления ОУ Ky.u = l + (R2/R1). При малых сигналах на входе схема проявляет пороговые свойства. Порог открывания меняется в зависимости от коэффициента усиления ОУ. Переходные характеристики детектора при различных R1 приведены на рис. 8.9,6, а зависимость напря­жения порога Uп от Kу.и — на рис. 8.9, в.

Детектор с ОС по постоянному току. В схеме детектора (рис. 8.10, а) применена следящая ООС. Когда на входе положи­тельная полярность входного сигнала, ОУ быстро заряжает кон­денсатор С через диод VD2. Напряжение на конденсаторе отсле­живает уровень входного сигнала через резистор R1 При уменьше­нии уровня входного сигнала ОУ мгновенно переключается по­скольку напряжение на конденсаторе сохраняет максимальное зна­чение. Конденсатор разряжается через резистор R1 и диод VD1 Скорость разряда конденсатора определяется уровнем входного сигнала.

Выходной сигнал детектора зависит от отношения сопротив­лений резисторов R1 и R2. Для каждого значения этого отношения необходимо подбирать сопротивление резистора R3, чтобы исклю­чить постоянный уровень на выходе, вызванный разбалансом ОУ. На рис. 8.10,6 приведены передаточные- характеристики детектора для различных сопротивлений R2.



                                          Рис. 8.9



                               Рис. 8.10                                                          Рис. 811

Детектор с интегратором. Схема преобразования переменного напряжения в постоянное состоит из двух ОУ (рис. 8.11): первый выполняет функции детектора, а второй — интегратора. На­пряжение, получаемое в точке соединения VDI и R4, содер­жит положительные полувол­ны входного сигнала. Этот сигнал суммируется с проти­вофазным входным сигналом. На входе ОУ DA2 будет сиг­нал положительной полярно­сти с амплитудой, равной 1/3 от амплитуды сигнала, дейст­вующего на входе. Аналогич­ная амплитуда будет форми­роваться от положительной полярности входного сигнала.


В результате на выходе ОУ DA2 по­лучается постоянное напряжение, пропорциональное входному пе­ременному напряжению. Линейчость преобразования достигается выбором сопротивлений резисторов из условия R1 = 2R3, Rl = R7. В настроенной схеме динамический диапазон преобразования вход­ного сигнала находится в пределах от 10 мВ до 1,5 В с погрешно­стью не более 1,5%; частота входного сигнала в пределах от 0 до 100 кГц.



                               Рис 8.12                                               Рис. 8.13

Пиковый детектор на ОУ с запоминанием. Входной сигнал де­тектора (рис. 8.12) через ОУ DA1 заряжает конденсатор С. Посто­янное напряжение на конденсаторе через ООС подается на второй вход ОУ DAL Эта связь действует через ОУ DA2. На конденсато­ре устанавливается максимальное значение входного сигнала. Это напряжение может продолжительное время оставаться на конденса­торе. С приходом положительного импульса по цепи управления происходит разряд кэнденсатора. После этого конденсатор может вновь запомнить максимальное значение выпрямленного напряжения входного сигнала.

Пик-детектор с ООС. Входной сигнал схемы (рис. 8.13) посту­пает на ОУ DA1, который усиливает его в 10 раз. Выходной сигнал ОУ DAJ через транзистор VT1 заряжает накопительный конденса­тор С. По мере увеличения напряжения на конденсаторе увеличи­вается напряжение ОС на инвертирующем входе интегральной мик­росхемы DA2. В результате напряжение ОС будет равно амплитуде сигнала на выходе микросхемы DA1. Это напряжение может сохра­няться продолжительное время. Для сброса напряжения конденса­тора необходимо открыть полевой транзистор при нулевом входном сигнале.

4. ДЕТЕКТОРЫ С НЕЛИНЕЙНЫМИ ПЕРЕДАТОЧНЫМИ ХАРАКТЕРИСТИКАМИ

Пиковый детектор на транзисторах. При отсутствии на входе AM сигнала транзисторы VT1 и VT2 (рис. 8.14) закрыты. Напряжение на конденсаторах CI и С2 равно нулю. Входной сигнал через эмиттерный повторитель на транзисторе VT1 проходит на базу транзистора VT2. Импульс отрицательной полярности проходит через два транзисторных перехода.


Через переход база — коллектор заряжается конденсатор С2, а через переход база — эмиттер — конденсатор С1. В этом случае транзистор работает как два диода. При отсутствии входного сигнала конденсатор С1 разряжается через переход база — эмиттер VT3 и резистор R2. Напряжение на конден­саторе С2 остается без изменения. Если последующий входной им­пульс будет иметь большую амплитуду, чем предыдущий, то вновь откроется два перехода транзистора VT2 и произойдет заряд коненсаторов до нового уровня входного сигнала. В том случае, если входной импульс будет меньше по амплитуде, то откроется толь ко переход база — эмиттер. Тран зистор VT2 работает как триод Конденсатор С2 разряжается че­рез транзистор VT2 на конденса­тор С1. Процесс разряда будет происходить до тех пор, пока по­тенциалы этих конденсаторов не сравняются. Напряжение на них будет равно амплитуде входного сигнала. Постоянная времени за­ряда конденсатора С2 равна 2,5 мкс, постоянная времени раз­ряда — 40 или 0,6 мкс в зависимости от режима работы транзи­стора VT2. Точность детектирования огибающей не хуже 2,5% при частоте 100 кГц. Минимальная амплитуда входного сигнала 20 мВ.



                   Рис. 8.14                                              Рис. 8.15



                                          Рис. 8.16

Частотно-зависимый амплитудный детектор. Выходной сигнал детектора (рис. 8.15, а) снимается с диагонали моста, который включен в цепь ООС ОУ. Коэффициент передачи детектора зависит от элементов ООС R3, R2 и С, а также от сопротивления компен­сирующего резистора R1. Коэффициент передачи определяется вы­ражением



На рис. 8.15,6 приведена зависимость выходного напряжения от частоты.

Квадратичный детектор с аппроксимацией. Детектор (рис. 8.16) состоит из двух симметричных устройств. На вход ОУ DA1 прихо­дит отрицательная полярность входного сигнала, а на вход ОУ DA2 — положительная. Когда входной сигнал отрицательной поляр­ности имеет уровень меньше 1 В, коэффициент усиления микросхемы определяется отношением R6/R1 и равен единице.


Как только вход­ной сигнал превысит уровень 1 В открывается транзистор VT1 и коэффициент усиления усилителя меняется. На выходе интеграль­ной микросхемы DA1 сигнал удваивается. При дальнейшем увели­чении входного сигнала будут последовательно открываться осталь­ные транзисторы. Таким образом, квадратичная зависимость выход­ного сигнала будет аппроксимирована линейными участками. Воз-рая половина схемы для положительной полярности входного сиг­нала работает аналогичным образом. Верхняя граничная частота входного сигнала определяется граничной частотой работы ОУ.

5. ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Детектор на дифференцирующем каскаде. В основу ча­стотного детектора (рис. 8.17, а) положен каскад усилителя с не­равномерной частотной характеристикой. Коэффициент усиления усилителя равен oR2Ci. К коллектору транзистора VJ2 подключен детектор. Постоянное напряжение на выходе детектора пропорцио­нально частоте входного сигнала. На рис. 7.17, а показаны три гра­фика зависимости выходного сигнала от частоты при различных емкостях конденсатора CL Линейная зависимость наблюдается для емкости 6 нФ. На частоте 100 кГц коэффициент передачи де­тектора равен 100.



                                          Рис. 8.17



                                          Рис 8.18

Детектор с фазовым звеном. Частотный детектор (рис 8 18) построен по принципу синхронного детектирования Входной сиг­нал через транзистор VT1 проходит на базы транзисторов VT2 и VT3 Транзистор VT2 совместно с элементами С! и R6 образуют фазосдвнгающин каскад Цепочка R6 и С1 имеет частоту среза 1 кГц На этой частоте выходной сигнал транзистора VT2 сдвинут на 90° относительно входного сигнала В каскаде на транзисторе VT3 входной сигнал усиливается и ограничивается Этот сигнал управляет работой полевого транзистора VT4, который работает в ключевом режиме и управляет цепью, через которую проходит сдвинутый по фазе входной сигнал Интегратор на элементах R11 и С4 выделяет постоянную составляющую Зависимость постоянной составляющей от частоты входного сигнала, имеющего амплитуду 2 В, приведена на рис 8 18



Активные частотные детекторы. Четыре схемы частотных де­текторов (рис 8 19) построены по одному принципу Частотно-за­висимым элементом в схемах является RC цепочка Сигнал на ре­зисторе R2 в схеме рис 819, с сдвинут относительно входного сигнала на определенный фазовый угол Фазовый сдвиг зависит от частоты входного сигнала Сигнал на базе управляет транзистором VT, выходной ток которого заряжает конденсатор С2 Значение тока определяется сопротивлением резистора R1 Функции интегри­рования выходного сигнала выполняют элементы RI, C2 Кроме того, резистор R1 является элементом фазосдвигающей цепочки

В схеме рис 819,6 фазосдвигающая цепочка построена на эле­ментах R1, С1, а интегрирующая цепочка — на R2, С2. Частотные характеристики обоих детекторов имеют в области низких частот неравномерный участок, который ограничивает рабочий диапазон устройства Чтобы уменьшить этот участок, в следующих схемах включен дополнительный транзистор На рис 819, в детектор имеет частотную характеристику, неравномерный участок которой пере­мещен к частотам менее 2 кГц Введение дополнительного транзи­стора в схеме с ОБ позволило создать детектор (рис 819, г), ча­стотная характеристика которого является линейной и имеет большую крутизну, чем все предыдущие Амплитуда входного сиг­нала равна 3 В Все схемы проиллюстрированы частотными зави­симостями выходного напряжения

Детектор с фазовым мостом. В основе частотного детектора (рис 8 20, а) лежат две схемы мостового фазовращателя и балансного фазового детектора Фазовращатель собран на Rl, R2 и С1.С2, а фазовый детектор состоит из следующих элементов VD1, VD2, R3, R4, СЗ, С4 Выходное напряжение фазовращателя используется ках коммутирующее напряжение для детектора При изменении ча­стоты входного сигнала от 0 до оо сдвиг фазы выходного сигнала на выходе фазовращателя будет меняться от 0 до 180° Для частоты w=1/RС = 2,1 МГц сдвиг фазы будет равен 90°. Для этого сдвига фазы на выходе детектора будет нулевое напряжение.


При других значениях фазового сдвига напряжение на выходе детектора является положительным или отрицательным. Коэффициент передачи детектора в зависимости от частоты сигнала определяется выраже­нием UBЫХ/Uвых max=(w02 — w2)/(w02 +w2). На рис. 8.20, б приведена характеристика детектора.



                               Рис 8.19



                                          Рис. 8.20



                                          Рис. 8.21

Частотный детектор на интегральной микросхеме К224ДС2. Принципиальная схема микросхемы приведена на рис. 8.21, а. Сим­метричный детектор отношений (рис. 8.21,6) предназначен для ра­боты с частотой от 6 до 20 МГц. Для симметрирования плеч детек­тора между выводами 3, 5 включен резистор R.

6. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Детектор на дифференциальном усилителе. Детектор (рис. 8.22) построен на дифференциальном усилителе, входящем в микросхему, к выходу которого подключены два транзистора, осу­ществляющие функции повторителя и преобразователя уровня. На один вход усилителя поступает исследуемый сигнал, на вход управ­ления — опорный сигнал. Амплитудная характеристика детектора линейна при амплитудах входного сигнала до 50 мВ. Частотный диапазон работы от единиц герц до мегагерц.



                                                          Рис. 8.22

Детектор на ограничителях. Фазовый детектор (рис 823 а) со­стоит из двух усилительных каскадов, работающих в режиме насы­щения. На первый вход подается исследуемый сигнал а на вто­рой — сигнал с опорной частотой. В коллекторах транзисторов появ­ляется сигнал прямоугольной формы. Когда в коллекторах транзи­сторов VT1 и VT2 сигнал положительной полярности а в коллек­торах VT3 и VT4 — отрицательной, то на входе диода будет нуле­вой сигнал. Это случай совпадения сигналов по фазе При сдвиге сигналов на 2л в коллекторах транзисторов будут совпадать по времени положительные и отрицательные импульсы. На входе диода будет сигнал той же полярности, что и в коллекторах транзисто­ров.


Отрицательный полупериод сигнала пройдет через диод и на выходе фильтра выделится постоянная составляющая Длитель­ность импульсов положительной и отрицательной полярностей бу­дет пропорциональна фазовому сдвигу между сигналами В прин­ципе можно образовать выходной сигнал и от положительных им­пульсов. На рис. 8.23, б приведена характеристика детектора



                                                          Рис. 8.23

Детектор на интегральной микросхеме К122УД1. Детектор собран на дифференциальном усилителе интегральной микросхемы К122УД1 (рис. 8.24). Сигнал на Входе 1 (база одного из двух транзисторов дифференциальной пары микросхемы) формирует на двух выходах сигналы, сдвинутые по фазе на 180°. Сигнал, кото­рый подается на Вход 2 (база транзистора микросхемы), форми­рует сигналы, совпадающие по фазе. При фазовом сдвиге сигналов, равном 90°, на входах и выходах микросхемы образуются одина­ковые сигналы. После выпрямления на выходе детектора будет нуль. Для совпадающих по фазе входных сигналов на выходах дифферен­циального усилителя будет максимальный разбаланс по амплиту­де. В этом случае после детектирования формируется максимальное отрицательное напряжение. При сдвиге по фазе на 180° между входными сигналами на выходе схемы формируется максимальное положительное напряжение. Для других фазовых соотношений между входными сигналами на выходе будет устанавливаться промежуточное значение. Детектор работает при входных сигналах с амплитудой до 1 В на частотах от 1 кГц до 1 МГц.



                          Рис. 8.24

Фазовый детектор с амплитудными ограничителями. Фазовый детектор (рис. 8.25) состоит из двух детекторов AM сигнала, кото­рые построены на ОУ DA1 и DA2. Если на входах действуют сиг­налы U1 — А (t)соs[wt+ф(t)] и U2 = Acoswt, то на выходе детекто­ра после ОУ DA3, работающего в схеме дифференциального интегратора, будет сигнал, равный среднему значению выходных напря­жений ОУ DAI и DA2. Для A>A(t) Uвых = 2/п A(t) cos Ф(t).


Де­тектор работает в широком диапазоне частот. Верхняя граничная частота определяется частотными свойствами ОУ Нижняя гранич­ная частота зависит от параметров интегратора. В детекторе можно применить любой ОУ. Детектор с ОС. Входной фазомодулированный сигнат подается на входы ОУ DA1 (рис. 8.26).



                                          Рис. 8.25



                                          Рис. 8.26

Выходной сигнал этого усилителя зависит от состояния полевого транзистора. Если транзистор за­крыт, то выходной сигнал равен нулю. При открытом состоянии транзистора входной сигнал проходит на выход DA1. Управление полевым транзистором осуществляется интегральной микросхемой DA3, выполняющей функции ограничителя. На вход этой схемы по­ступает сигнал с фазосдвигающего устройства, построенного на интегральной микросхеме DA2. Коэффициент передачи фазосдвига­ющего каскада равен К= l/(l+jwC2R8). Частота cpeзa цепочки может быть определена из равенства w0 = R8С2=1. Для подстрой­ки фазы сигнала служит потенциометр R8. В результате входной сигнал с частотой w0 будет создавать нулевой сигнал на выходе интегратора Я4С,. При изменении входного сигнала по фазе на вы ходе интегратора образуется сигнал, который дополнительно усили­вается интегральной микросхемой DA4.

Фазовый детектор на переключателях. Фазовый детектор (рис. 8.27) состоит из двухполупернодного детектора усилителя и схемы управления. Детектор сигнала состоит из аналоговых ключей на полевых транзисторах VT1-VT3 и ОУ DA1. При открывали транзисторов VT1 и VT2 входной сигнал проходит через ОУ DA1 инвертируется. Коэффициент усиления усилителя равен единице При закрывании VT1 и VT2 открывается VT3. Через транзтотор VT3 входной сигнал проходит на вход ОУ DA2. Управление детек тором осуществляется входными сигналами с транзисторов VT5 и VT6.

Для балансировки ОУ DA2 при отсутствии входного сигнал служит потенциометр R15. В цепь ОС этого ОУ включен конденсатор, выполняющий функции интегратора.


Его емкость определяется частотой входного сигнала. Схема управления собрана на транзи­сторах VT4 — VT6. Фазовый детектор может работать в диапазоне частот от 50 Гц до 20 кГц. Чувствительность схемы выше 120 мВ/град. Дрейф нуля меньше 60 мВ.



Рис. 8.27

7. ОДНОТАКТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Транзисторный детектор. Детектор (на рис. 8.28, а) по­строен на одном транзисторе, который выполняет функции ключа. При отсутствии опорного сигнала входной сигнал отрицательной полярности открывает переход база — коллектор транзистора. Сиг­нал на выходе отсутствует. Входной сигнал положительной поляр­ности запирает переход коллектор — база. В этом случае опорный сигнал открывает транзистор. Ток входного сигнала проходит через эмиттер-коллекторную цепь. При различных фазовых соотношениях между входным и опорным сигналами амплитуда сигнала на выходе будет меняться. Выходной сигнал меняется и от амплитуды входно­го сигнала. Эти зависимости показаны на рис. 8.28, б, в. Частота сигналов 10 кГц, амплитуда входного сигнала 1 В, опорного — 2 В. Для компенсации постоянного уровня отрицательной полярно­сти предназначен резистор R5.



                               Рис. 8.28



                                          Рис. 8.29

Конденсаторный детектор. Синхронный детектор (рис. 8.29, а) построен по принципу интегрального накопления заряда на конден­саторе. Во время отрицательной полуволны опорного сигнала тран­зистор VT2 открыт. Входной сигнал заряжает конденсатор С1 через резистор R1. Во время положительного полупериода транзистор VT2 закроется, a VT1 откроется. Накопленный заряд на конденса­торе С2 будет приложен к интегрирующей цепочке R3C2. В резуль­тате на выходе будет выделена постоянная составляющая. Зави­симость выходного сигнала от фазового сдвига между входным и опорным сигналами показана на рис. 8.29,6. Если вместо резистора R3 поставить диод VD, то получим однополярную характеристику. Амплитуда входного сигнала 1 В, частота 50 кГц. Амплитуда опор­ного гармонического сигнала 2 В.



Детектор с электронным переключателем. В синхронном детек­торе (рис. 8.30, а) роль управляющего элемента выполняет полевой транзистор. В качестве интегратора применяется ОУ с конденсато­ром в цепи ОС. Когда транзистор открыт, на выходе появляется сигнал, соответствующий среднему значению входного сигнала. Амплитуда этого сигнала регулируется в широких пределах сопро­тивлениями резисторов R1 и R2. Емкость конденсатора также влияет на выходной сигнал. На рис. 8.30, б приведена зависимость коэф­фициента передачи детектора от частотного сдвига между выходным и опорным сигналами.



                                          Рис. 8.30



                                          Рис. 8.31

Детектор на интегральной микросхеме К122УД1. Детектор (рис. 8.31, а) собран на дифференциальном усилителе. Входной сиг­нал подается на базу усилительного транзистора, а опорный — на базу токозадающего транзистора. Выходной сигнал является ре­зультатом взаимодействия двух сигналов. Он зависит от амплитуды входного и опорного сигналов, а также от фазового сдвига между ними.

Эта схема может применяться для детектирования AM и ФМ сигналов. Амплитудно-модулированный сигнал требует стабилиза­ции фазы между сигналами, а ФМ сигнал — стабилизации амплитуд сигналов. Кроме того, детектор может применяться и для детекти­рования ЧМ сигналов. В этом случае необходимо изменить схему, связанную с транзистором VT. Изображенная схема предназначена для выявления амплитудных изменений входного сигнала. Она яв­ляется узкополосной. На рис. 8.31,6 — г проиллюстрированы зависи­мости выходного напряжения детектора от опорного и входного на­пряжений, а точнее, разности фаз между ними.

8. ДВУХТАКТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ

Двухтактный детектор. В качестве управляющих элемен­тов в детекторе (рис. 8.32) используют два транзистора. Противо­фазные сигналы управления отрицательной полярности подаются на базы транзисторов. Когда один транзистор закрыт отрицательным импульсом, в базе другого — нулевой потенциал и транзистор от­крыт.


С помощью транзисторов осуществляется прерывание вход­ного сигнала. Сигнал с эмиттеров транзисторов подается на ОУ. С помощью резисторов R5 и R7 устанавливается необходимый коэф­фициент усиления (K=10). Подбором резисторов R6 и R8 вырав­нивают амплитуды сигналов, которые проходят на выход ОУ. Детектор работает на частотах до сотен килогерц.



                                          Рис. 8.32

Детектор на полевых транзисторах. Детектор (рис. 8.33) состоит из двух ключей и ОУ. В качестве ключей применены полевые тран­зисторы, позволяющие коммутировать сигналы низкого уровня. Минимальный входной сигнал равен 10 мВ, управляющий сигнал подается на затворы полевых транзисторов, сигнал положительной полярности на неинвертирующий вход ОУ, а отрицательная поляр­ность входного сигнала — на инвертирующий вход усилителя. В ре­зультате на выходе ОУ формируется сигнал положительной по­лярности. Регулировка коэффициента усиления осуществляется резистором R3. Входное сопротивление детектора более 40 кОм, а выходное менее 200 Ом. Граничная частота входного сигнала 20 кГц. Погрешность преобразования менее 0,5%.

Синхронные фильтр и детектор. В состав синхронного детекто­ра (рис. 8.34) входит синхронный фильтр, построенный на элемен­тах R1, С1, С2 и управляемый транзисторами микросхемы DA1.



       Рис. 8.33                                              Рис. 8.34

Эти транзисторы поочередно открываются импульсным напряжением с амплитудой 2 В. Операционный усилитель детектирует сигналы фильтра, в результате чего на выходе появляется постоянная состав­ляющая. Коэффициент передачи схемы равен 20, температурный дрейф 0,1%/град. Постоянная времени приблизительно 1,5 с. Мак­симальная амплитуда входного сигнала ±0,5 В. Температурный дрейф нуля 20 — 50 мкВ/град.

Высокочастотный синхронный детектор. В синхронном детекто­ре (рис. 8.35) перемножающим элементом является микросхема DA1. Интегральная микросхема DA2 преобразует парафазный сиг­нал перемножителя в однофазный.


При этом значительно ослабля­ ются синфазные помехи, которые могут быть в цепях питания. На нулевой выходной потенциал схема настраивается с помощью по­тенциометра R12.

Синхронный детектор работает на частоте 30 МГц. Исследуе­мый сигнал с частотой модуляции 2 — 20 МГц и амплитудой 150 мкВ — 250 мВ подается на Вход 1. Опорный сигнал с ампли­тудой 0,1 В подается на Вход 2. Максимальная амплитуда выход­ного сигнала равна 0,3 В. Нелинейность частотной характеристики менее 3%, а нелинейность амплитудной характеристики 2%. Верх­няя граничная частота модуляции входного сигнала определяется полосой пропускания ОУ DA2. На выходе этого усилителя включе­ны два фильтра, которые ослабляют составляющие с частотами 30 и 60 МГц более чем на 60 дБ. Эти составляющие появляются в ре­зультате перемножения входного и опорного сигналов в интеграль­ной микросхеме DA1.

Для устранения возбуждения микросхемы DA2 необходимо включить между контактами 2 и 4 конденсатор емкостью 16 пФ и между контактами 2 и 12 — резистор сопротивлением 100 Ом и конденсатор емкостью 56 пФ.

Детектор на перемножителе. Основой синхронного детектора (рис. 8.36) является микросхема DA3. На Вход 2 детектора по­дается преобразуемый сигнал, а на Вход 1 — опорный сигнал. Для линеаризации рабочей характеристики детектора опорный сигнал, проходит на микросхему DA3 через логарифмический каскад. Этот каскад построен по дифференциальной схеме на DA2 с диодной нагрузкой в коллекторах (DA1). Такое включение позволяет создать режим работы микросхемы DA3 по постоянному току, обеспечивая хорошую температурную стабилизацию и высокий коэффициент по­давления опорного сигнала на выходе микросхемы DA3. Амплитуда опорного сигнала равна 0,5 В. Балансировка перемножителя по по­стоянному току осуществляется потенциометрами JR3 и R13. Когда опорный сигнал равен нулю, то с помощью резистора КЗ добивают­ся максимального подавления преобразуемого сигнала. С помощью резистора R13 добиваются максимального подавления опорного сигнала при нулевом сигнале на Входе 1. Выходной парафазный сигнал перемножителя подается на микросхему DA4, которая до­полнительно усиливает его в 10 раз, что позволяет существенно ослабить влияние синфазной помехи в цепи питания и уменьшить дрейф нуля.





                                          Рис. 8.35



                                          Рис. 8.36

Детектор работает в диапазоне частот от 20 Гц до 2 МГц. Неравномерность коэффициента передачи в этом диапазоне менее 3%. Амплитуда преобразуемого сигнала меняется от 0,2 мВ до 0,5 В при точности преобразования 1%. При увеличении амплитуды сигнала до 1 В точность преобразования снижается до 3%.

Глава 9

 

ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Генераторы гармонических колебаний являются одними из наиболее важных и незаменимых элементов различных устройств. Генераторы используют при измерениях, в аппаратуре связи, авто­матике и телемеханике. В зависимости от условий работы к генера­торам предъявляют разные требования в отношении стабильности частоты, амплитуды и формы колебаний. Генераторы, которые должны обеспечивать относительную нестабильность частоты не хуже 10-6, делают с кварцевой стабилизацией частоты. В этих ге­нераторах кварцевый резонатор определяет все основные парамет­ры. Кварцевые генераторы являются сложными устройствами.

Основное внимание в этой главе будет уделено простым схе­мам генераторов, к стабильности частоты которых не предъявляет­ся особых требований. Причины, вызывающие нестабильность па­раметров этих генераторов, известны, и они широко освещены в литературе.

Основными элементами генераторов являются активный эле­мент и фазосдвигающая цепь. В качестве активного элемента при­меняют усилительные каскады и устройства с отрицательным диф­ференциальным сопротивлением. Фазосдвигающие цепи построены на RC- и LRС-элементах. На частотах выше 100 кГц используют в основном LRС-элементы, а на частотах ниже 20 кГц — генераторы на RС-элементах.

Предъявление повышенных требований к техническим характе­ристикам RС-генераторов неразрывно связано с применением высо­кокачественных усилителей. Однокаскадные генераторы не могут обеспечить высокую стабильность частоты и амплитуды, а также малые нелинейные искажения.


Это объясняется тем, что введение в однокаскадный усилитель ООС по постоянному и переменному сиг­налам резко снижает усиление. По этой причине RС-генераторы строятся на многокаскадных усилителях с большим коэффициентом усиления.

В аппаратуре находят применение генераторы с фиксированной и с перестраиваемой частотой Генераторы с перестраиваемой часто­той имеют значительно более широкие возможности. Однако они конструктивно сложнее. Изменение частоты осуществляется за счет изменения номиналов элементов У? и С. В качестве переменного со­противления можно использовать полевой транзистор. Расширения пределов изменения емкости можно добиться, включив конденсатор в цепь ООС. Максимальная эквивалентная емкость будет при этом определяться СЭкв = С0с (1 + КУ и), где Kу u — коэффициент усиления усилителя.

В существующих схемах генераторов могут появиться два вида искажений формы сигналов. Во-первых, искажения, возникающие за счет нелинейной схемы стабилизации амплитуды колебаний. Во-вторых, искажения, возникающие в перестраиваемых генераторах за счет нелинейности характеристики полевого транзистора. Иска­жения первого вида могут быть значительно уменьшены путем до­бавления цепи с автоматической регулировкой коэффициента уси­ления активного элемента Для устранения искажений, связанных с нелинейностью полевого транзистора, необходимо уменьшить амп­литуду гармонического сигнала, а также применить ООС в управ­ляющем каскаде.

Включение корректирующих элементов в ОУ, которые применя­ются в устройствах, показано в гл 1

1. ОДНОКАСКАДНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Однокаскадный генератор. Генератор (рис 0 !) собран на одном транзисторе, в цег ОС которого включен дпойной Т-образ­ный мост Режим транзистора по постоянному току устанавливается с помощью тех же резисторов, что и RC-фильтр моста. В зависимости от парамет­ров моста схема генерирует колебания с частотами от 20 Гц до 20 кГц. При ука­занных на, схеме номиналах элементов ча­стота генерации равна 1 кГц.


В небольших пределах (меньше 20%) частоту колеба­ний можно регулировать с помощью рези­ стора R4. Для подавления колебаний бо­лее высокой частоты, которые возникают совместно с колебаниями основной, следу­ет включить резистор R5. Вспомогательные колебания возникают в основном в крем­ниевых транзисторах с большим коэффи­циентом передачи по току. Частота выход­ного сигнала определяется выражением fo=16*104/RC, где f — в герцах, R — в омах, С — в микрофарадах. Двухкаскадный генератор. Параметры схемы (рис. 9.2) можно рассчитать по формулам. Определяется минимально возможное со­противление резистора R4 из выражения R4>Uu/I, где Ua — напря­жение питания, I — максимально допустимый ток транзистора VT2. Для выполнения условий возбуждения необходимо положить коэф­фициент Y=0,05 (входит в выражение для определения R3<YR4/(l — Y)). При определении сопротивления резистора R2 не­обходимо руководствоваться неравенством R2>R4, а для опреде­ления емкостей конденсаторов С1 и С2 — формулами C2 =1/w0R2 и C1>2C2/h21ЭY. где h21э — коэффициент передачи тока транзи­стора VT1. Сопротивление резистора R1 определяется формулой R1>2h213R2. Для тех номиналов элементов, которые указаны на схеме, частота генерации равна 2 кГц. Для уменьшения нелинейных искажений необходимо подобрать сопротивление резистора R4 или R3.



       Рис. 9.1                                    Рис. 9.2                                    Рис. 9.3

Генератор на полевом транзисторе. Генератор инфранизкой ча­стоты (рис. 9.3) имеет амплитуду выходного сигнала 12 В. Частота колебания равна 1 Гц. В генераторе применена ООС (резисторы R2 и R3), которая стабилизирует параметры выходного сигнала. Применение в мосте Вина резисторов больших сопротивлений зна­чительно сократило габариты конденсаторов и тем самым уменьши­ло отклонение частоты от расчетного значения.



                                                          Рис. 9.4

Генератор с отрицательным сопротивлением. Низкочастотный LC-генератор (рис. 9.4, а) собран на двух полевых транзисторах, ко­торые образуют устройство с отрицательным дифференциальным сопротивлением (рис. 94,6).


Для установки рабочей точки яа базе транзистора VT1 меняется напряжение. С помощью этого напряже­ния меняется амплитуда выходного сигнала. Частота сигнала 1 кГц, амплитуда сигнала около 1 В.

Низкочастотный RC-генератор. Генератор (рис. 9.5) собран на четырехзвенной фазосдвигающей цепочке. Частоту выходного сиг­нала можно рассчитать по формуле



где R — в кило-омах, С — в микрофарадах. Коэффи­циент нелинейных искажений менее 1%. Для надежного возбуждения генератора необходимо применять транзисторы с коэффициентом пере­дачи тока более 50.



                   Рис. 9.5                                                            Рис. 9.6

Генератор с автоматической ре­гулировкой амплитуды сигнала. Ге­нератор (рис. 9 6) собран на поле­вом транзисторе VT1 с двойным Т-образным мостом в цепи ОС. Для стабилизации амплитуды выходного сигнала в коллекторах транзисторов VT2 и VT3 колебания выпрямляют­ся детектором, собранным на элементах С6, С7, VD1, VD2. На выходе детектора формируется постоянное напряжение положи­тельной полярности. Когда колебания в генераторе отсутст­вуют, через резистор R11 протекает ток, открывающий транзистор VT4. В цепь истока полевого транзистора включен резистор R8. Сопротивление этого резистора устанавливает такой ток через тран­зистор VT1, при котором крутизна его максимальна. При генера­ции напряжение с детектора подзапирает VT4, уменьшая крутизну VT1 и тем самым стабилизируя амплитуду генератора. Частота ге­нерируемых колебаний 1 кГц. Для увеличения или уменьшения ча­стоты выходного сигнала необходимо пропорционально изменить номиналы элементов R1 — R3, С2 — С4. Меняя соотношение резисто­ров R10 и R11, можно менять амплитуду выходного сигнала.

2. МНОГОДИАПАЗОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ

Двухчастотный генератор. Устройство (рис. 9.7) состоит из двух генераторов. Первый генератор, собранный на транзисторе VT1, выдает сигнал с частотой 2 кГц, а второй (на транзисторе VT4) — сигнал с частотой 1 кГц. Генерация осуществляется по­средством введения в цепь ОС четырехзвенной фазосдвигающей RС-цепи.


Сигналы с генераторов суммируются на транзисторах VT2 и VT3, работающих на общую нагрузку. Резистором R7 можно ре­гулировать амплитуду составляющих выходного сигнала.

Перестраиваемый звуковой генератор. Частотный диапазон ге­нератора (рис. 98) лежит от 10 Гц до 100 кГц Он разбит на четы­ре поддиапазона: 10 — 100 Гц; 0,1 — 1 кГц; 1 — 10 кГц; 10 — 100 кГц. Амплитуда выходного сигнала 2 В. Коэффициент нелинейных иска­жений во всем диапазоне менее 1%. Неравномерность амплитудно-частотной характеристики менее 0,3 дБ Для стабилизации выход­ного напряжения включена цепь ООС R13, G5. Положительная об­ратная связь осуществляется посредством моста Вина.



                               Рис. 9.7                                                                        Рис. 9.8

 

Генератор на фазосдвигающих каскадах. В основу генератора (рис. 9 9) положен каскад с фазосдвигающей цепочкой. Транзистор VT1 совместно с конденсаторами С1 — С4 и резисторами R3 и R4 осуществляют сдвиг гармонического сигнала определенной частоты на 90е. Второй фазосдвигающий каскад на VT3 производит допол­нительный сдвиг на 90°. На транзисторах VT2 и VT4 выполнены развязывающие эмиттерные повторители, а на VT5 — усилитель по схеме с ОЭ. В результате на коллекторе транзистора VT5 фаза сиг­нала сдвинута по отношению к фазе сигнала на базе VT1 на 360° и при соединении их через С9, R13, R14 образуется ПОС. В генераторе возникают гармонические колебания. Частоту Mm колеба­ний можно менять регулировкой конденсаторов или резисторов фа-зосдвигающих цепочек В данном случае грубое изменение частоты осуществляется переключением конденсаторов С1 — C8, а плавное - резисторами R4 и R9. С помощью резистора R14 добиваются устой­чивой амплитуды выходного сигнала В схеме можно применить интегральную микросхему К198НТЗ.



                               Рис. 9.9



                                          Рис. 9.10



                               Рис 9.11

Генератор со стабильной амплитудой. Генератор гармонических сигналов, с частотами от 10 Гц до 100 кГц (рис. 9 10) обладает вы­сокой стабильностью амплитуды Стабилизация амплитуды сигнала осуществляется с помощью полевого транзистора, включенного в цепь ПОС Управление полевым транзистором производится посто­янным напряжением, которое формируется на конденсаторе С1 и усиливается ОУ DA2. Большой коэффициент передачи ОУ DA2 удерживает амплитуду гармонического сигнала с точностью до де­сятков милливольт в диапазоне от 1 до 9 В Регулировка амплиту­ды осуществляется потенциометром R9 Коэффициент гармоник вы­ходного сигнала менее 0,1%.

Мостовой генератор. Генератор (рис. 911) формирует гармони­ческие сигналы с частотами от 20 Гц до 200 кГц Частотно-задаю­щим элементом является RC-мост Изменение частоты производит­ся дискретно с помощью конденсаторов и плавно с помощью рези­сторов R3 и R4. Существуют четыре диапазона- 20 — 200 Гц; ,0,2 — 2 кГц; 2 — 20 кГц; 20 — 200 кГц. Терморезистор R11 осуществ­ляет автоматическую регулировку амплитуды колебаний и умень­шает нелинейные искажения. Выходное напряжение генератора со­ставляет 1 В при коэффициенте гармоник 0,5%. На частотах мень­ше 50 Гц и больше 50 кГц коэффициент гармоник увеличивается ао 1%.



Содержание раздела

---

---