ЭКВИВАЛЕНТЫ РАДИОЭЛЕМЕНТОВ

Возможность изменения характеристик радиоэлементов с помощью электронных схем дает возможность расширить диапазон применения этих элементов. Например, включение конденсатора по­стоянной емкости в цепь ООС усилителя позволяет получить экви­валентную емкость конденсатора, в коэффициент усиления раз превы­шающую емкость конденсатора. При регулируемом коэффициенте усиления можно создать эквивалент конденсатора переменной емко­сти с такой максимальной емкостью, которую практически невозмож­но получить у конденсатора. С ломощью транзисторных схем можно изменять не только емкость конденсаторов, но и сопротивление рези­сторов. Этому вопросу уделяется большое внимание в микроэлектро­нике, поскольку технологические ограничения препятствуют изготов­лению элементов с большими номиналами. Для получения эквива­лентных конденсаторов и резисторов применяют транзисторные схе­мы. Индуктивные же элементы моделируются схемами на ОУ. Одна из таких схем — гиратор превращает емкость конденсатора в индук­тивность. Вопросу преобразования реактивных элементов в периоди­ке уделяется большое внимание. Одним из вопросов, решаемых элек­тронными схемами, является создание потенциометров, управляемых дистанционно с помощью постоянного напряжения. В качестве управ­ляющих элементов в таких схемах применяют биполярные и полевые транзисторы.

 

1. РЕЗИСТОРНЫЕ МОСТЫ

Декада магазина сопротивлений на четырех резисторах. Де­када состоит из четырех резисторов трех номиналов. На основе дека­ды можно создать магазин сопротивлений со ступенью в 1 Ом. Число ступеней 10. Для получения ступени магазина в 10 Ом необходимо применить резисторы сопротивлением 10, 20, 40 Ом (рис. 2.1).

Декадный магазин сопротивлений. Схема магазина сопротивле­ний имеет шесть резисторов по 2 Ом (рис. 2.2). Декада имеет десять ступеней по 1 Ом. Для получения декады со ступенью в 10 Ом необ­ходимо применить резисторы по 20 Ом. Получение ступени в 100 Ом требует резисторов сопротивлением 200 Ом.

Резисторные мосты. Мостовая схема имеет вход, не связанный с общей шиной, и аналогичный выход. Для включения ее в общую электронную схему необходим незаземленный источник питания по­стоянного или переменного тока. На рис. 2.3, а приведена простая мостовая схема. Выходное напряжение моста при малых изменениях сопротивлений плеч определяется формулой



          

                   Рис. 2.1                                                            Рис. 2.2

Ток в диагонали моста равен Iо=(Uвх/4R)Дr, где сопротивление диа­гонали моста



На рис. 2.3,6 приведена схема двойного моста, для которого



при (R5 — R8)>(R1 — R4).

Схема моста с ОУ приведена на рис. 2.3, в. При R1=R3, R2=R4 K=ДR4/(R3 + R4). .



На рис. 2.3,г показано включение моста ка входе ОУ. Выходное напряжение определяется Uвыx = (R5/R) t0 при R5>R и R5=Rв. Для разных плеч моста усилитель имеет разное входное сопротивление. В этой схеме необходимо иметь попарную регулировку резисторов.

На рис. 2.3, д показана схема, где регулировка резисторов отсут­ствует. Однако этот мост должен иметь незаземленный входной ис­точник. Выходное напряжение Uвых= (1+R5/R4)Uм, где Uм — напря­жение моста. Он может регулироваться в широких пределах. Значи­тельно большие возможности у схемы рис. 2.3, е. Эта схема имеет большое входное сопротивление. Коэффициент передачи определяет­ся выражением K=l + (R5+R1)/R6. Его можно регулировать в ши­роких пределах. При R8=R11 и R9=К10 ОУ DAB имеет коэффициент усиления, разный единице. Этот усилитель объединяет выходы пре­дыдущих усилителей.

Резнсторный мост в цепи ОС усилителя. Уравновешенный мост, изображенный на рис. 2.4, а, имеет большую нелинейность при значительном отклонении сопротивления одного из резисторов от сопро­тивления другого. Так,



или U12 = 0,25Ea[l — a/2 + a2/4 — ...], где а=ДR/R. Зави­симость проиллюстрирована кривой 1 на графике рис. 2 4, в.



                          Рис. 23



                               Рис. 2.4



При включении моста в цепь ООС (рис. 2.4, б) изменение выход­ ного сигнала от изменения сопротивления резистора определяется линейной зависимостью UВых= — (ДR/2R)E. Эта зависимость показа­на прямой 2 на рис. 2.4, в.

Линейный мост с ОУ. Схема моста показана на рис. 2 5. Для по­лучений линейной зависимости выходного сигнала от изменения со­противления резистора моста, который собран на R1 — R4, применя­ется ООС. Эта связь осуществля­ется первым усилителем, выход­ной сигнал которого меняет ток, протекающий по цепи Rl, R2. Уравнение для первого ОУ:

Uвыхl/E = R2/R1-(R2+R1) R4/(R3 + R4)R1 при R3=R4UBblX/E=[R2/Rl-l]/2.



Рис. 2.5

Отсюда следует, что UВых прямо пропорционально измене­нию R2.

Для второго ОУ (DA2) необходимо иметь на выходе нуль при коэффициенте усиления K=R6/R5. Для этого следует выполнить ус­ловие E/Uвыx = R6/R5. Тогда 2/K=(R2/R1) — 1 или R1=R2K/(К+2).

Погрешности измерительного моста. Для питания моста исполь­зуется выходное напряжение интегральной микросхемы. Измеритель­ным элементом является резистор R5. При изменении сопротивления резистора R5 происходит рассогласование моста. Напряжение рас­согласования усиливается интегральной микросхемой и вновь подает­ся на мост. Эта цепь является цепью ООС. Чувствительность схемы зависит от коэффициента усиления усилителя и его входных токов. С учетом коэффициента усиления усилителя баланс места возможен при сопротивлении резистора R5, определяемом следующим выраже­нием:



где R'5=R1(R6 + R4a)/[R2+R4(l — a)]; a — коэффициент подстройки резистора R4, изменяемый от 0 до 1.

Для ОУ К153УД1 с K=2*104 отклонение R5 от R'6 будет состав­лять 0,02 %. Влияние разности входного тока усилителя можно оце­нить выражением



поскольку выполняется условие равенства сопротивлений на входах ОУ, то



В связи с тем, что на входах схемы стоят резисторы с сопротив­лением меньше 1 кОм, то при разностном токе 0,3 мкА погрешность будет менее 0,1 %. Для стабилизации работы ОУ к нему необходимо подключить следующие элементы: между выводами 5 и 6 С= = 220 пФ, между 1 и 8 — последовательную цепочку К — 1,5 кОм, С = = 100 пФ.


Описанная схема представлена на рис. 2.6.

                  

                   Рис. 2.6                                                            Рис. 2.7

Неуравновешенный мост. В уравновешенных мостах выходное напряжение при изменении сопротивлений плеч является нелинейной зависимостью. Для уравновешивания моста необходимо поддержи­вать постоянным ток через резисторы R3 — R5. Тогда Uаб = ДRR2/(R1+R2)=KДR. Стабилизация тока осуществляется посред­ством сигналов рассогласования ОУ. К выходу усилителя подключен эмиттерный повторитель, который обеспечивает необходимый ток моста (рис. 2.7).

2. ПОТЕНЦИОМЕТРЫ

Каскадное включение потенциометров. При каскадном включении нескольких потенциометров приходится уделять внимание влиянию одного потенциометра на другой. Транзисторная схема включения потенциометров позволяет избавиться от этого влияния. С помощью цепочки VDJ, КЗ в базе транзистора (рис. 2.8) устанав­ливается определенный потенциал, который влияет на протекающий через транзистор ток. Точное значение коллекторного тока устанав? ливается потенциометром R1. Максимальное значение этого тока определяется резистором R2. Для указанных на схеме номиналов ре-зисторрв максимальный ток равен 10 мА, а минимальный ток — 1 мА. При максимальном токе напряжение в коллекторе равно 10 В, а при минимальном токе — 1 В. В результате на потенциометре R5 напряжение меняется от 0,1 до 1 В. Выходное напряжение схемы стабилизировано и не зависит от номинала входного источника пита­ния, если оно превышает 15 В.



                   Рис. 2.8                                    Рис. 2.9

Потенциометр с квадратичной характеристикой. Выходное на­пряжение, которое снимается с потенциометра, изменяется по квад­ратичному закону в зависимости от угла поворота подвижного кон­такта. Напряжение меняется от 0,16 до 8,5 В. Точность установки выходного напряжения выше 1 % (рис! 2.9).

Сопротивление полевого транзистора. Сопротивление полевого транзистора меняется в зависимости от напряжения на затворе.


Вид функции fc = f(Ucn) показан на рис. 2.10, а. Эта зависимость нелинейна. Включение двух резисторов в цепь ОС выравнивает ха­рактеристики полевого транзистора (ряс. 2.10,6). Сопротивления ис­пользуемых резисторов зависят от типа полевого транзистора.

Мостовой управляемый резистор. При включении полевого транзистора в мостовую схему реализуется линейное изменение про-вюдимости цепи от управляющего напряжения. Динамический диа­пазон изменения проводимости равен 20 при максимальном уровне нелинейных искажений менее 1 % (рис. 2.11).

Управляемый резистор. Для получения линейного участка изме­нения сопротивления полевого транзистора применяют ОС В схеме на рис. 2.12, а цепь ОС выполнена на резисторах R1 и R2.-C помо­щью этой связи реализуется линейная зависимость тока, протекаю­щего через транзистор, от напряжения на стоке. Графики представ­лены на рис. 2.12,6. Проводимость полевого транзистора меняется в зависимости от управляющего напряжения на затворе в соответст­вии с графиком на рис. 2.12, г. Для уменьшения тока, протекающего по цепи управления, в схеме на рис. 2.12, в применен ОУ: С помощью ОУ можно значительно уменьшить управляющие напряжения при том же диапазоне изменения проводимости полевого транзистора.



                                           Рис. 2 10



                                           Рис. 2.11



                                           Рис. 2.12



                                           Рис. 2.13

Управляемый делитель. В качестве переменного сопротивления в делителях напряжения можно применить полевой транзистор (рис. 2.13,а). Минимальное сопротивление транзистора определяется его крутизной Ro = lfS. Характер изменения сопротивления полевого транзистора изображен на рис. 2.13,6. На рис. 2.13, в показаны ха­рактеристики изменения сопротивления для различных транзисторов серии КП103 в зависимости от напряжения между затвором и исто­ком.

Если на управляющий вход подать переменный сигнал, а на вход — постоянный, то выходной переменный сигнал пропорционален постоянному сигналу.



 

3. АТТЕНЮАТОРЫ

Высокочастотный аттенюатор. Волновое сопротивление ат­ тенюатора 75 Ом. Он- построен на резисторной матрице (рис. 2.14), которая имеет постоянное выходное сопротивление независимо от положения переключателя. Аттенюатор рассчитан на максимальное ослабление сигнала 50 дБ. Максимальное затухание можно увели­чить, подключая аналогичные звенья.



                               Рис. 2.14



                               Рис. 2.15

 

Комбинированный аттенюатор. Коэффициенты передачи аттенюа­торов определяются выражениями: для схемы (рис. 2.15, а) Uвыx/Uвx=RZ/(R1+RZ) (передаточные характеристики показаны на рис. 2.15, в — кривые 1, 2, 3); для схемы (рис. 2.15,б) UВьиД/вх=R1/(R1 +R2), где



(передаточные характеристики показаны на рис. 2.15, в — кривые 4, 5,6).

В зависимости от сопротивлений резисторов для коэффициента передачи можно получить любой закон изменения. Для случая, ког­да R2=R4 = 5 кОм и R1=Rз=10 кОм на графике рис. 2.15, в приведе­ны сплошные кривые, а для R2=Rч=0, R| = 1 кОм, Я3=40 кОм — пунктирная кривая.

Управляемый аттенюатор. Схема аттенюатора (рис. 2.16) по­строена на резисторном делителе напряжения, выходы которого под­ключены к аналоговому переключателю на МОП-транзисторах. Уп­равление интегральной микросхемой осуществляется сигналами на-пряжением минус 15 В. Амплитуда входного сигнала до 10 В. Атте­нюатор дискретно, с шагом 20 дБ, ослабляет сигнал на выходе. На рис. 2.16,6 приведены кривые -изменения фазового угла выходно го сигнала от частоты. Эти изменения связаны с влиянием проходных емкостей полевых транзисторов интегральной микросхемы. Макси­мальный вклад в изменение фазы выходного сигнала оказывают пер­вые два ключа. Кривая 1 характеризует выходной сигнал при ослаб­лении 20 дБ, кривая 2 — при ослаблении 40 дБ, кривая 5 — 60 дБ, кривая 4 — 80 дБ. Если делитель построить на резисторах с сопро­тивлениями R1 — R4=l,2 кОм; R5 — R8=10 кОм, то фазовый сдвиг будет значительно уменьшен.


Кривая 5 характеризует выходной сиг­ нал при ослаблении 60 дБ для второго варианта аттенюатора.



                               Рис. 2.16



                               Рис. 2.17

Управляемое линейное сопротивление. Сопротивление полевого транзистора линейно зависит от управляющего напряжения. Как видно из характеристики, существуют два линейных участка: при Uупр>1 В и UуПр<0,4 В. В первом случае сопротивление меняется от 18 до 37 кОм, а во втором — от 1 до 300 Ом. .Линейность изме­нения сопротивления обеспечивается идентичностью характеристик полевых транзисторов, которые находятся в интегральной микросхе­ме К504НТ4Б. Управление вторым полевым транзистором осущест­вляется посредством изменения режима работы первого транзистора, который включен в цепь ООС (рис. 2.17). ,

Управляемое сопротивление для переменного тока. Схема (рис. 2.18) позволяет получить изменение проводимости транзисто­ров на 100 дБ, при этом ток в управляющей цепи меняется от 0 до 1 мА. Управляющее напряжение включается таким образом, чтобы открыть транзисторы. Сопротивление n-р перехода при малых сме­щениях меняется в широких пределах. Входной сигнал проходит через четыре n-р перехода.



                               Рис. 2.18

Для германиевых транзисторов управляющий ток должен лежать в диапазоне от 10 мкА до 10 мА. Сопротивление меняется по форму­ле R=1,1/h21Э I, где h21Э — коэффициент передачи транзистора. У кремниевых транзисторов управляющий ток равен от 1 мкА до 1 мА, а сопротивление меняется по формуле R — 2,5/h21ЭI. Входное сопротивление при Iу=0 для германиевых транзисторов составляет 4,7 кОм, для кремниевых транзисторов — 2,3 кОм. При входном сиг­нале 50 мВ нелинейные искажения составляют менее 3,5 %. В схеме транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К10КТ1, а транзисторы VT3 и VT4 — интегральной микросхемой К124КТ1 (К162КТ1).

 

4. ЭКВИВАЛЕНТЫ КОНДЕНСАТОРОВ

Уменьшение емкости постоянного конденсатора.


Включение конденсатора в цепь ОС активного элемента позволяет управлять эквивалентной емкостью с помощью резистора. Эквивалентная ем­кость конденсатора в схеме на рис. 2.19 зависит от потенциала, до которого он может зарядится при действии входного сигнала. При изменении напряжения, поступающего на вторую обкладку конденса­тора, появляется возможность менять эквивалентную емкость. Если на базы транзисторов VT2 и VT4 с резистора R подается половина напряжения, то эквивалентная емкость будет в два раза меньше ем­кости конденсатора. Подобным способом можно изменять емкость в 1000 раз. Для уменьшения габаритов устройства транзисторы VT1 и VT2 можно заменить интегральной микросхемой К101КТ1, а тран­зисторы VT3 и VT4 — К124КТ1 (К162КТ1).

Увеличение емкости постоянного конденсатора. Подключением конденсатора в цепь ООС усилителя можно изменить эквивалентную емкость конденсатора Сэкв=С (1 — K). Усилитель должен менять ко­эффициент усиления с переворотом фазы сигнала. Коэффициент уси­ления можно регулировать с помощью резистора R2 (рис. 2.20). Большое входное сопротивление усилителя сводит к минимуму токи утечки электронного конденсатора.

Переменный конденсатор на ОУ. Конденсатор постоянной емко­сти (на схеме рис. 2.21, о) превращается в переменный за счет изме­нения коэффициента усиления ОУ. Эквивалентная емкость его равна CЭКB=C(l + R2/R1), где R1 и R2 — части потенциометра R. Таким об­разом, эквивалентная емкость зависит от угла поворота движка по тенциометра. Грубое и плавное изменение коэффициента передачи, а следовательно и эквивалентной емкости возможно во второй схеме на рис. 2.21,6. Здесь CЭKВ = C[1+R2/R1+ R3/R4+R2R3/R1R4].





Рис. 2.19

Рис. 2.20                                                                             Рис. 2.21

 

5. ЭКВИВАЛЕНТЫ ДИОДОВ И ТРАНЗИСТОРОВ

 

Идеальный диод. Полупроводниковые диоды не пригодны для выпрямления малых сигналов. Это обусловлено тем, что для появления проводимости кремниевым диодам требуется напряжение прямого смещения около 0,7 В, а германиевым — около 0,3 В.


Если диод включить на выходе ОУ, то пороговые напряжения диодов будут уменьшены в Kу.и раз, где Kу-u — коэффициент усиления ин­тегральной микросхемы. В результате этого диод начинает прово­дить при входных сигналах в несколько милливольт.

Первая схема на рис. 2.22 имеет коэффициент усиления, равный единице. Во второй схеме коэффициент усиления можно менять при изменении сопротивлений резисторов Kу.и = 1 + R2/R1.

Управляемый идеальный диод. Для настройки схемы на вход ОУ следует подать напряжение смещения ±304-50 мВ. Это смещение необходимо для выравнивания разбросов падения напряжения на диодах. В сбалансированной схеме при отрицательной полярности входного напряжения на выходе остается нуль. При входном напря­жении 10 В на выходе будет приблизительно 1 мВ. Для положитель­ного входного напряжения схема работает как диод в прямом на­правлении. Коэффициент усиления схемы равен Rd(Ri+R2). Выход­ной ток схемы определяется сопротивлением резистора R1. Для уве­личения выходного тока необходимо поставить два транзистора. Транзистор VT1 (рис. 2.23) разгружает интегральную микросхему от большого тока при отрицательной полярности входного сигнала. Положительная полярность входного сигнала проходит через тран­зистор VT2. Он же определяет выходной ток. В транзисторной схеме коэффициент усиления равен 0,99. Для уменьшения шумового сигна­ла на выходе параллельно диоду VD1 следует включить конденса­тор, уменьшающий граничную частоту работы схемы. Без конденса­тора граничная частота равна 200 кГц.



                                                          Рис. 2.22



                                                          Рис. 2.23



                                                          Рис. 2.24

Стабилизация характеристик транзисторов. Применение ООС для транзисторов, у которых выходные характеристики сильно изме­няют свою форму с увеличением базового тока, позволяет значитель­но улучшить эти характеристики. Схема устройства приведена на рис. 2.24, а.


На рис. 2.24, 5 приведены характеристики транзистора без ОС, а на рис. 2.24, в — с учетом элементов ОС. В результате этого коэффициент передачи транзистора изменился с 60 на 10 при коллекторном напряжении 20 В. На рис. 2.24, г приведены характе­ристики с уменьшенным эмиттерным сопротивлением. Коэффициент передачи транзистора в этом случае равен 20.

 

6. ПАРАМЕТРЫ КОНТУРА

Эмнттерный умножитель добротности. Увеличение доброт­ности контура на низких частотах при малых значениях индуктив­ности осуществляется, за счет ПОС через резистор R2 в схеме рис. 2.25. Для Д2=оо, когда нет ОС, добротность контура на частоте 15 кГц равна 0,5. При сопротивлении R2 — =50 Ом добротность становится 15, а для R2==20 Ом добротность увеличи­вается до 30. Добротность контура мож­но регулировать, если в цепь эмиттера транзистора поставить потенциометр. Резонансная частота контура не ме­няется.

Активная индуктивность. Известно, что ток и напряжение на индуктивности связаны выражением



Следовательно, схемное интегрирование входного сигнала реализует выходной ток интегратора пропорцио­нальным индуктивности. В схеме на рис. 2.26 напряжение на выходе интегральной микросхемы DA1 определяется выражением



Рис. 2.25



где ki и K2 — коэффициенты усиления интегральных микросхем и R1+R2=R. Ток





                                           Рис. 2.26

Поскольку К1 и K2->oo, то



Следовательно, экви-

валентные параметры будут равны



Если сопротивление rl имеет отрицательное значение, то при вклю­чении индуктивности в схему следует учитывать возможность са­мовозбуждения.

 

7. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СОПРОТИВЛЕНИЙ

Преобразователь «сопротивление — напряжение». Преобра­зователь (рис. 2.27) построен на основе стабилизатора тока, выпол­ненного на ОУ и транзисторе. В коллекторе транзистора поддержи­вается постоянный ток, который определяется отношением Iк=E2/R2. Этот ток создает радение напряжения на измеряемом резисторе Rx. Выходное напряжение прямо пропорционально измеряемому сопро­тивлению в диапазоне от 0 до 1 кОм.


Для получения погрешности преобразования во всем диапазоне сопротивлений не более 0,05 % желательно последовательно с Rx в коллектор транзистора включить добавочное сопротивление 100 Ом. Чувствительность схемы состав­ляет 4 мВ/Ом. В диапазоне температур от 0 до +50 °С погрешность измерений равна 0,003 % на градус.

                                         

                   Рис. 2.27                                                          Рис. 2.28



                                                          Рис. 2.29

Схема преобразования сопротивления. В схеме на рис. 2.28 за счет ПОС в ОУ осуществляется преобразование сопротивления. Ко­эффициент передачи по току определяется выражением

Iвх/Iн = R3/R2 — Rн/R1 или Rвх = Uвх/Iвх=Uвх/Iн(1 — a). при R3=R2, Rн/R1=a.

Для а=1 эквивалентное сопротивление равно бесконечности. Когда же а больше единицы, входное сопротивление становится от­рицательным.

Транзисторный делитель сопротивлений. Делитель сопротивле­ний, выполненный по схеме рис. 2.29, позволяет уменьшить сопро­тивление входного резистора в коэффициент передачи раз.

Начиная с входного тока 8 мкА, выходной ток практически пропорционален входному. Коэффициент передачи равен 500. Если на вход подан сигнал с амплитудой. UВх, то на выходе будет ток (Uвx/r)500. Следовательно, сопротивление цепи г уменьшается в 500 раз.

Делитель тока. Устройство (рис. 2.30) состоит из четырех диф­ференциальных пар транзисторов. Максимальный ток 8 мА протека­ет через VT9. Этот ток задается напряжением на базе и сопротивле­нием резистора R6. В эмиттерах транзисторов VT7 и VT8 общий ток разветвляется. Половина тока транзистора VT9 протекает через транзистор VT8, другая половина — через транзистор VT7 к следую­щей паре транзисторов, где ток также делится поровну. Коллекторный ток транзистора VT6 равен 2 мА. Последующие пары транзисто­ров осуществляют аналогичные операции. В результате на выходах схемы происходит пропорциональное деление токов.


Поскольку па­раметры транзисторов могут отличаться, в базах включены потен­циометры, которые балансируют пары транзисторов. Вместо транзи­сторов в схеме можно применить интегральную микросхему К198НТ5, что значительно уменьшит габаритное размеры устройства.



                                          Рис. 2.30

8. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ТОКА

Ограничитель тока. Ограничение коллекторного тока тран­зистора VT2 (рис. 2.31) осуществляется в результате открывания транзистора VT1. При малых входных напряжениях, когда открыт только транзистор VT2, наблюдается быстрое увеличение выходного тока. Эмиттерный ток транзистора VT2 создает падение напряжения на резисторе R2. Это напряжение открывает транзистор VT1. Кол­лекторный ток транзистора VT1 уменьшает базовый ток транзистора VT2. Дальнейшее увеличение, входного напряжения лишь увеличива­ет коллекторный ток транзистора VT1.

Пороговый ограничитель тока. Ограничитель выходного тока построен по принципу шунтирования базовой цепи выходного тран­зистора (схема рис. 2.32). При входных напряжениях, когда ста­билитрон VD1 закрыт, транзистор VT1 закрыт тоже. Все входное напряжение приложено к базе транзистора VT2. Выходной ток определается резистором КЗ. С уменьшением сопротивления резистора R3 наклон характеристики увеличивается. Как только входное на­пряжение превысит порогрвое напряжение стабилитрона, открывает­ся транзистор VT1. Напряжение в базе транзистора VT2 начнет уменьшаться. Выходной ток также уменьшится. Крутизну уменьше­ния выходного тока можно регулировать сопротивлением резистора R2. С увеличением сопротивления резистора R2 крутизна увеличи­вается. Уменьшить крутизну можно также включением в эмиттер транзистора VT1 дополнительного резистора.



                                          Рис. 2.31

Транзисторный трансформатор постоянного тока. Трансформатор (рис. 2.33) питается от двух источников напряжения. Первый источ­ник включен в базовую цепь транзисторов, а второй — в коллекторную цепь.


Эти источники не связаны между собой. От первого источ­ника ток протекает в базах и в резисторе R1. Пороговое напряже­ние открывания транзисторов равно 0,6 В. Ток второго источника, протекающий через коллекторы транзисторов, определяется сопро­тивлением в цепи эмиттеров. Проходные характеристики схемы по­казаны на рис. 2.33, б. По ним можно определить коэффициент транс­формации. Если h21Э R2=10 R1, где h21Э — минимальный коэффи­циент передачи по точу одного из транзисторов, то коэффициент трансформации определяется как отношение R1/R2.

Преобразователь сопротивлений. Устройство преобразует поло­жительное активное сопротивление в отрицательное. Это преобразо­вание осуществляется за счет изменения направления тока на выходе схемы (рис. 2.34) по отношению ко входу. Входное, напряжение по­ложительной полярности создает ток в эмиттерной цепи транзистора VT1. Порог открывания транзистора равен 100 мВ. Коллекторный ток этого транзистора равен Iк=0,98Iэ. Ток транзистора VT2 будет определяться напряжением в базе и сопротивлением в эмитте­ре: Iвых=(0,98R2IЭ — UБЭ)/R3, где V бэ =0,6 В — порог открыва­ния транзистора VT2. Если Iвх — Uвх/R1, то Iвых = — KIвх, где К — коэффициент преобразования — определяется из характеристик.

Отсюда Iвых = — KUвх/R1, или — R1/K= UВХ/IВЫХ.

Инвертор тока. В схеме на рис, 2.35 выходной ток прямо пропор­ционален входному. Это достигнуто за счет применения падения на­пряжения от входного тока на транзисторе VT1 в диодном включении: Коэффициент пропорциональности между токами зависит от отношения коэффициентов передачи транзисторов





                                          Рис. 2.32



                               Рис. 2.33



                               Рис. 2.34



       Рис. 2.35                      Рис. 2.36

Генератор стабильных токов. Коэффициент стабилизации выход­ных токов схемы на рис. 2.36 прямо пропорционально зависит от коэффициента усиления ОУ без ОС. С помощью ОУ стабилизируется напряжения в эмиттере транзистора VT1. Ток I1 зависит от напря­жения на неинвертирующем входе ОУ, от сопротивления резистора R3; Il = ER2l(R1+R2)R3. Поскольку падение напряжения на переходе база — эмиттер у однотипных транзисторов мало отличаются (прак­тически не отличаются), то ток I2 будет обладать стабильностью, аналогичной стабильности тока I1. Ток определяется выражением I2=ER2/(Ri+R2)R4. Выходные токи связаны между собой зависи­мостью I2=Il(R3/R4).



 

9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ «НАПРЯЖЕНИЕ — ТОК»

Мощный преобразователь «напряжение — ток». В схеме преобразователя на рис. 2.37 коллекторный ток транзистора VT4 определяется выражением li=U3$R. Этот ток создает падение на­пряжения на переходе коллектор — эмиттер транзистора VTL.



                          Рис. 2.37

Поскольку транзисторы VT1 и VT2 одного типа, то на втором транзисторе будет аналогичное напряжение. Это напряжение вы­звано током, протекающим через транзистор VT3. Максимальный выходной ток определяется допу­стимой мощностью рассеивания транзистора VT3. Для токов свы­ше 5 мА линейность преобразова­ния выше 1%. Для стабилизации работы ОУ необходимо между вы­водами 5 и 6 подключить конден­сатор С = 56 пФ, а между выхо­дами 1 и 8 — последовательно включенные резистор R = 1,5 кОм и конденсатор С=300 пФ. Двухполярный источник тока. Схема преобразования источника напряжения в двухполярный источник тока (рис. 2.38) построена на основе генератора тока, выполненного на полевом транзисторе. Независимо от полярности входного напряжения на сток транзисто­ра подается минус по отношению к истоку. Он всегда находится в нормальном режиме включения. Это достигается диодной мостовой схемой. Транзистор начинает проводить при входном напряжении больше 1,4 В. Режим стабилизации тока происходит при U>6 В.

В устройстве вместо диодов КД503 можно применить интеграль­ную микросхему КЦ403, а для выходного тока более 100 мА — К142НД5 при соответствующей замене полевого транзистора на КП903В.



                                                          Рис. 2.38

Преобразователь «напряжение — ток». Преобразование напря жения в ток осуществляется на выходе ОУ DA1 (рис., 2.39). Две по­следующие интегральные микросхемы осуществляют контроль вы-

.ходного тока. Микросхема DA2 является повторителем, а на выходе интегральной микросхемы DA3 устанавливается напряжение, равное падению напряжения на резисторе R3. Это напряжение подается на вход ОУ DA1, где оно сравнивается с входным напряжением.


Кру­тизна передаточной характеристики равна 0,5 мА/В. При этом нелинейность характеристики не хуже 0,05 % при сопротивлении нагруз­ки меньше 1 кОм. Выходной ток регулируется в пределах от — 5 до +5мА. Температурная нестабильность выходного тока 0,01 мкА/град. Выходное сопротивление более 5 кОм.

Двухполярный преобразователь «напряжение — ток». Основные параметры схемы на рис. 2.40 описываются выражением



где Iн — ток, протекающий на выходе схемы; U2 — напряжение на выходе интегральной микросхемы DA1. Если сопротивления резисто­ров выбраны таким образом, что R1/(R1+R2)=Rз/(Rз+R4), то Iп= = Uвх/R5. В зависимости от знака входного напряжения выходной ток может иметь как положительную, так и отрицательную поляр­ность.



                   Рис. 2.39                                  Рис 2.40



                                          Рис. 2.41

Преобразователь «ток — напряжение». Преобразователь (рис. 2.41) построен на принципе усилении напряжения, которое образуется на низкоомном сопротивлении от протекающего входного тока Uвых=КIвх. Коэффициент преобразования схемы K-= R6(R3/R4). Для настройки ОУ при Iвх=0 служит резистор R2.

В схеме рис. 2.41, с часть входного тока ответвляется в цепь Ri+R3. В схеме рис. 2.41,6 потери входного тока отсутствуют. Здесь можно увеличить коэффициент преобразования до 100, уменьшить сопротив­ление резистора R4 и увеличить R5.

10. КАСКОДНОЕ ВКЛЮЧЕНИЕ

Управляемый делитель на транзисторах. Делитель напряжения (рис. 2.42) построен на двух транзисторах, у которых используются сопротивления перехода эмиттер — база. Эти сопротивления меняют­ся в зависимости от протекающего через них тока. Зависимость ослабления выходного сигнала от управляющего тока показана на рис. 2.42, б. При управляющих токах около 1 мкА ослабление сигна­ла может достигать 103 раз.



                                          Рис. 2.42



                               Рис. 2.43

Каскодное включение полевого и биполярного транзисторов.Приведенные на рис. 2.43 схемы включения имеют большое входное сопротивление. Коэффициент пер.едачи определяется структурной схемой. Он зависит от h21Э — h21Б (1 — h21Б) — коэффициента передачи биполярного транзистора и от s — крутизны полевого транзи­стора. На рис. 2.43, а устройство имеет коэффициент передачи





Содержание раздела

---

---