МОДУЛЯТОРЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Модуляторы постоянного тока применяются в различных исследованиях для измерения малых величин постоянного или пе­ременного тока и в коммутаторах аналогового сигнала при сборе и обработке информации в многоканальных системах. Для измерения постоянного тока модуляторы подключают ко входу усилителя леременного сигнала. В качестве модуляторов применяют реле, вибропреобразователи, диодные и транзисторные переключатели. Лучшими характеристиками обладают транзисторные модуляторы. Эти модуляторы выполняют как на биполярных так и на полевых транзисторах.

Модуляторы на биполярных транзисторах используют в тех случаях, когда требуется гальваническая развязка между датчиком и управляющим сигналом. Если же сопротивление источника сигна­ла более 500 кОм, то следует применять полевые транзисторы.

Основным недостатком модулятора является то, что при отсут­ствии входного сигнала на его выходах присутствует постоянное на­пряжение, возникающее за счет токов утечки и импульсных сигна­лов, связанных с паразитными межэлектродными емкостями актив­ных элементов. С этой точки зрения полевые транзисторы предпочтительнее, так как емкость затвор — канал у них значитель­но меньше межэлектродной емкости биполярных транзисторов. В открытом состоянии полевой транзистор представляет собой со­противление. Биполярные транзисторы в открытом состоянии имеют остаточное напряжение. Например, интегральная микросхема К101КТ1 имеет остаточное напряжение 50 мкВ. Остаточное напря­жение зависит от управляющего тока. При работе на модуляторах, собранных на биполярных транзисторах с низкоомным источником сигнала, уровень импульсных помех составляет 10 — 20 мкВ, а тем­пературный дрейф 0,2 — 0,5 мкВ/град.

Значительное влияние на работу модулятора оказывают поме­хи, проникающие на вход усилителя переменного сигнала из цепей управления через паразитные емкости. Эти помехи могут иметь амплитуду до 70 мВ. Чтобы помехи не насыщали усилитель, необ­ходимо применить схему компенсации.

Значительная часть существующих работ по модуляторам по­священа этому вопросу. Рассматриваются различные варианты уменьшения импульсных помех, а также влияние их на точность пре­образования постоянного сигнала в переменный.

Таблица 6.1

Тип микросхемы	Emax, B	Eост, мВ	I0. нА	Rотк. Ом	tвкл. мкс
К101КТ1		0,1	40	120
К124УТ1	±30	0,1 — 0,3	50	100	—
К162КТ1	±30	0,1 — 0,3	50	100	—
К168КТ1.2	—	0,1	10	100	1,5
К190КТ1	±20	10-4	100	300	2
К190КТ2	±20	10-4	50	50	2
К701МЛЗЗ	±10	0.02	200	350	1,5
К701МЛ36	±30	0,2	200	70	2
К701МЛ37	±30	0,2	100	100	1,5
К284КН1А	— 8, +10	—	10	160	2,0
К284КН1Б	±10	—	10	250	2,0

Примечание: Emаx — максимальное напряжение переключаемого сигнала; Eост — остаточное напряжение; I0 — ток утечки; Rотк — сопротивле­ние открытого ключа; tвил — время включения.

В табл. 6.1 приводятся параметры интегральных микросхем, которые применяют для переключения аналоговых сигналов.

1. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА МИКРОСХЕМАХ

Микросхема К162КТ1. Микросхема (рис. 6.1) содержит два транзистора типа р-n-р с общим выводом коллектора и приме­няется в прерывателях с автономным управляющим источником. Огтаточное напряжение между контактами 1 и 7 при базовом токе 2 мА составляет: К162КТ1А — 100 мкВ, К162К.Т1Б — 200 мкВ, К162КТ1 — 300 мкВ. Сопротивление между эмиттерами равно 100 Ом. Обратное напряжение база — эмиттер — 30 В а коллек­тор — база — 20 В.



       Рис. 6.1                                    Рис. 6.2

 Микросхема К101КТ1. В микросхеме применены транзисторы с проводимостью типа n-р-n (рис. 6.2). Для управления микросхемой необходимо иметь управляющий сигнал, не связанный с общей ши­ной. Остаточное напряжение между контактами 3 и 7 для групп А, В составляет менее 50 мкВ, а для групп Б, Г — менее 150 мкВ. Напряжение между эмиттерами для групп А, Б составляет 6,3 b] а для групп В, Г — 3 В.


Ток через транзисторы не более 10 мА! Сопротивление между эмиттерами менее 100 Ом. Ток утечки между эмиттерами менее 10~8 А.



                                          Рис. 6.3

Микросхемы К168КТ1 и К168КТ2. Эти микросхемы (рис. 6.3) применяют в качестве коммутаторов аналогового сигнала. Управ­ляемый и входной сигналы имеют общую шину. Остаточное напря­жение сток — исток менее 10 мкВ. Сопротивление открытого тран­зистора менее 100 Ом. Ток утечки сток — истбк для групп А, Б, В — менее ШиА. Ток утечки детвора не превышает 10нА. Время включения равно 0,3 мкс, а время выключения — 0,7 мкс. Допусти­мые напряжения между затвором и подложкой 30 В, а между истоком и стоком — подложкой для группы А — 10 В, для группы Б — 15 В, для группы В — 25 В.

 

2. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Модулятор последовательно-параллельного типа. Работа модулятора (рис. 6.4) основана на поочередном открывании и за­крывании транзисторов. Когда импульс положительной полярности приходит на базу VT1, то транзистор открывается и через него протекает ток, значение которого определяется сопротивлением ре­зистора RL Входной сигнал проходит на выход. В следующий полупериод управляющего сигнала положительный импульс откры­вает транзистор VT2, транзистор VT1 закрывается. Выход подклю­чается к нулевой шине. Важным фактором в работе схемы являет­ся равенство остаточных напряжений. Для выравнивания этих на­пряжений служит резистор R1.

Дистанционный выключатель. В схеме выключателя (рис. 6.5, а) для открывания транзисторного ключа используется выпрямленное с помощью диода VD1 и конденсатора С1 управляющее напряже­ние. В схеме отсутствуют импульсные помехи, связанные с пере­ключением транзисторов. Управление осуществляется гармонически­ми сигналами с амплитудой 2 — 3 В. Протекающий через транзисто­ры ток создает падение напряжения. Зависимость падения напря­жения на ключе от протекающего тока показана на рис. 6,5, б.

Однополупериодный модулятор. Модулятор (рис. 6.6, а) по­строен на микросхеме К101КТ1В.


Управляющий сигнал прямоуголь­ной формы с амплитудой 2 В одновременно открывает оба транзи­стора. Входной сигнал поступает на первичную обмотку выходного трансформатора. Учитывая характеристику зависимости остаточного напряжения от управляющего тока, входной сигнал должен йревы-шать значение 20 — 30 мкВ.

Остаточное напряжение можно уменьшить, подбирая управля­ющий ток, протекающий через один из резисторов. В некоторых случаях регулировкой сопротивления резистора R1 можно добиться полной компенсации остаточного напряжения. На рис. 6.6, б пред­ставлена зависимость U0ст от Iуир для наиболее типичного случая.

Двухполупериодный модулятор. Модулятор (рис. 6.7) работает на частоте 20 кГц. Амплитуда управляющих импульсов прямоуголь­ной формы равна 4 В. В результате поочередного открывания тран­зисторов VT1 и VT2 входной сигнал попадает на разные выводы первичной обмотки Тр2. На вторичной обмотке появится сигнал прямоугольной формы с амплитудой входного сигнала.

Для уменьшения влияния остаточного напряжения на транзи­сторах в схему введены резисторы R1 и R4. С помощью резистора R1 выравниваются управляющие базовые токи, в результате чего остаточное напряжение составляет около 4 мВ. Резистор R4 ком­пенсирует это напряжение и тем самым позволяет создать модуля­тор с чувствительностью около 10 мкВ.

Компенсационный модулятор. Для уменьшения начального уров­ня в модуляторе (рис. 6.8) применяется сложная схема подачи управляющнх сигналов. Поскольку начальный уровень модуляторов определяется импульсными сигналами, которые проходят через ем­кости база — коллектор, то подстройка сводится к изменению переднего и заднего фронтов управляющих сигналов. Управляющий сигнал с амплитудой 15 В подается на первичную обмотку транс­форматора. С помощью резисторов R3 и R4 и диодов VD3 и VD4 фронты управляющих импульсов заваливаются настолько, что поз­воляют скомпенсировать помеху до уровня менее 30 мкВ.



                               Рис. 6.4





                                          Рис. 6.5



                                          Рис. 6.6



                   Рис. 6.7                                                                        Рис. 6.8



                          Рис. 6.9

3. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Аттенюатор. Максимальное ослабление аттенюатора (рис. 6.9) составляет 80 дБ, а переменного напряжения с частотой до 500 кГц — более 60 дБ. Максимальный коэффициент передачи при входном напряжении постоянного тока равен 0,93, а для перемен­ного напряжения с частотой 500 кГц — 0,46. Максимальное управ­ляющее напряжение менее 8 В.

Одиночный ключ. Для коммутации постоянного напряжения ис­пользуется ключ на полевом транзисторе VT1 (рис. 6.10, а). В от­крытом состоянии, когда на затворе напряжение равно нулю, транзистор имеет сопротивление RОТK = 1/S = 500 Ом. Если поло­жительное напряжение на затворе больше напряжения отсечки, транзистор находится в закрытом состоянии. В этом режиме сопро­тивление его может превышать сотни мегаом. Управление ключом осуществляется транзистором VT2. Когда он закрыт, положи­тельное напряжение коллектора проходит через диод на затвор полевого транзистора. При появ­лении нулевого напряжения в коллекторе ключ открывается. Максимальная частота работы ключа равна 50 кГц. Входное на­пряжение, коммутируемое клю­чом, лежит в пределах от 10 до +5 В. Сопротивление нагрузки не менее 5 кОм. Точность переда­чи входного сигнал более 0,1%. Передаточная характеристика ключа показана на рис. 6.10,6. Управляющее напряжение положительной полярности должно быть больше 1В.



                                           Рис. 6.10                                              Рис. 6.11

Модулятор с компенсацией помехи. При преобразовании посто­янного входного сигнала в переменный существенные ограничения на минимальное значение входного сигнала накладывают помехи. Чтобы избавиться от этого, применяют схемы компенсации. Одна из таких схем представлена на рис. 6.11.


В схеме модулятора ключ построен на транзисторе VT1. Усилитель собран на транзисторе VT2. Цепь компенсации состоит из двух резисторов R5 и R6.

Управляющий сигнал прямоугольной формы подается на за­твор полевого транзистора. Из-за наличия паразитной емкости затвор — сток-напряжение коммутации проникает на выход в виде помехи и образует начальный уровень. Проникшее напряжение ком­пенсируется импульсами управляющего напряжения, поступающими в. исток VT2 с делителя на резисторах R5 и R6 в противофазе по отношению к напряжению помехи. Компенсирующее напряжение устанавливается с помощью переменного резистора R5.

Схема с противофазной компенсацией. На рис. 6.12, а приведе­на схема коммутации аналогового сигнала, в которой применена цепь компенсации импульсных помех, возникающих из-за паразит­ных емкостей полевых транзисторов. Компенсация осуществляется подачей противофазного помехе сигнала на выход схемы через конденсатор С1. Амплитуда компенсирующего импульса устанав­ливается потенциометром R2. При частоте управляющих сигналов 1 кГц и амплитуде 5 В средний ток в нагрузке от импульсных помех может составлять 2 — 5 нА. Дрейф выходного напряжения при компенсации уменьшается в 10 — 20 раз. На схеме рис. 6.12,6 при­менен двухзатворный полевой транзистор. Компенсация импульсных помех осуществляется по второму (верхнему по схеме) затвору. При управляющем напряжении 1,5 В и при определенной темпера­туре средний ток от импульсных помех можно свести к нулю. При изменении температуры дрейф тока в нагрузке составляет 0,2 — 0,5 нА/град.



                                          Рис. 6.12



                                          Рис. 6.13

Комбинированный модулятор. Модулятор (рис. 6.13) состоит из двух поочередно открывающихся транзисторов VT1 и VT2. Когда открыт транзистор VT1, входной сигнал поступает на затвор уси­лительного транзистора VT3, который имеет входное сопротивле­ние около 100 МОм. В следующий момент транзистор VT1 закры­вается, а транзистор VT2 открывается и на вход усилителя посту­пает нулевой уровень.


В результате на выходе транзистора VT3 будет усиленный сигнал прямоугольной формы. Амплитудная ха­рактеристика всей схемы линейна в пределах от 10 мкВ до 1 мВ с коэффициентом передачи 0,8. Если на входе отсутствует сигнал, то на выходе возникают импульсные помехи, которые вызваны пара­зитными емкостями модулятора. Положительные импульсы имеют амплитуду около 25 мкВ, а от­рицательные импульсы — более 100 мкВ. Эти помехи можно ча­стично компенсировать с по­мощью цепочки R1, С1. Парамет­ры этой цепочки находятся в прямой зависимости от паразит­ных емкостей транзисторов.

Балансный модулятор. Схема балансного модулятора (рис. 6.14) состоит из двух комбинирован­ных модуляторов. В результате приведенного на схеме включения на выходах балансного модуля­тора возникают импульсные помехи одной полярности. Входные сигналы модулятора по­даются на Вход 1 и Выход 2 дифференциального усилителя. Поскольку импульсные помехи поступают одновременно на оба усилителя, то в результате они будут частично скомпенси­рованы. Степень компенсации зависит от коэффициента подавления синфазных сигналов дифференциальным усилителем, а также от неравенства паразитных емкостей модулятора. Импульсные помехи на выходе усилителя могут составлять менее 1 мкВ. Максимальное значение входного сигнала 3 В. В схеме вместо транзисторов VT1 — VT4 целесообразно применить две интегральные микросхемы КПС202, в которых находятся по два подобранных полевых тран­зистора.



       Рис. 6.14                                                          Рис. 6.15

Балансный компенсатор помех. При подаче сигналов на вход ОУ (рис. 6.15) через полевой транзистор VT1 на выходе схемы возникают импульсные помехи, связанные с паразитными емкостями транзисторов. Чтобы избавиться от этого, на другой вход усилителя подаются аналогичные сигналы, снимаемые с другого полевого тран­зистора VT2. В результате на обоих входах ОУ возникают одина­ковые помехи. Подстройка амплитуд этих помех осуществляется с помощью резистора R6. В итоге на выходе ОУ выбросы от пере­ключения полевых Транзисторов не превышают 1 мВ.


Для вход­ного сигнала с амплитудой меньше 3 В точность передачи равна 0,5%.

4. ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛИ СО СХЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

Переключатель аналогового сигнала. В процессе передачи аналогового сигнала со входа на выход схемы (рис. 6.16) прини­мают участие ОУ и два полевых транзистора. На выходе будет присутствовать сигнал, если транзистор VT1 закрыт, а транзистор VT2 открыт. В этом режиме ОУ имеет коэффициент усиления, рав­ный единице. При переключении полевых транзисторов коэффициент усиления становится равным нулю. Управление полевыми транзи­сторами осуществляется транзистором VT3.

Коммутатор сигналов. Коммутатор аналоговых сигналов (рис. 6.17, а) предназначен для работы с входными сигналами от О до 6 В. Допускается параллельное включение до 64 каналов. Ча­стота опроса каждого канала при этом будет 2 кГц. Погрешность передачи входного сигнала с уровнем 6 В составляет менее 10 мВ.



                          Рис. 6.16

При подаче на управляющий вход положительного напряжения по­левой транзистор находится в закрытом состоянии. Нулевое управ­ляющее напряжение открывает полевой транзистор. В момент перехода транзистора из закрытого состояния в открытое через паразитные емкости на выход проходит импульсный сигнал помехи. Для компенсации помехи включен конденсатор С в цепь ООС. Амп­литуда помехи составляет несколько милливольт. Первый ОУ (DA1) для входного сигнала имеет коэффициент усиления, равный единице. Второй ОУ (DA2) выполняет роль повторителя с большим входным сопротивлением. На схеме рис. 6.17,6 показан коммутатор с управляющими устройствами на интегральной микросхеме К155ЛА8.

Коммутатор на интегральной микросхеме К190КТ2. Коммутатор сигналов от 0 до — 10 В (рис. 6.18, а) построен на микросхеме типа К190КТ2, в которой ключи выполнены на МОП-транзисторах с каналом типа р. Напряжение — 25 В, которое присутствует в коллекторах транзисторов VT1 — VT4, открывает ключи. Для закры­вания ключа подается положительное напряжение 3 В в эмиттеры транзисторов VT1 — VT4. На рис. 6.18,6 приведена зависимость по­грешности ключа от входного напряжения.





                                          Рис. 6.17



                                          Рис. 6 18



                          Рис. 6.19

Четырехканальный коммутатор. Коммутатор аналоговых сигна­ лов построен на интегральной микросхеме К168КТ2 (рис. 6.19, а), которая состоит из четырех ключей на полевых транзисторах. Тран­зисторы в открытом состоянии имеют сопротивление менее 100 Ом, а напряжение отсечки 3 — 6 В. Управление ключами осуществляется логической схемой К155ЛА8, которая имеет четыре открытых кол­лектора. В цепях коллекторов стоят нагрузочные резисторы R4 — R7. На рис. 6.19,6 приведена передаточная характеристика ключа при R3=1,5 кОм при различных напряжениях смещения на контакте 11 микросхемы DA1: кривая 1 — 12 В, кривая 2 — 9 В, кривая 3 — 6 В, кривая 4 — 5В.

Для R3=1,5 кОм коэффициент передачи равен 0,93, а нели­нейность в диапазоне коммутируемых сигналов 0 — 1 В менее 1,5%, а для диапазона 0 — 10 В — менее 5%. При сопротивлении нагрузки R3= 100 кОм нелинейность в первом диапазоне не пре­вышает 0,01%, а во втором диапазоне — 0,1%. Длительность фрон­та включения по уровням 0,1 и 0,9 составляет 1,8 мкс, а выключе­ния — 3,6 мкс. При первом входном сигнале на резисторе Ri3= 10 кОм возникают импульсные помехи с амплитудой 0,5 В и с длительностью 0,1 мкс. Коммутатор может переключать как постоянное напряжение, так и импульсные сигналы с длительностью до десятков наносекунд.

Следует иметь в виду, что микросхема DD запитывается по общей шине, вывод 7 к — 12 В, а на контакт 14 подается нуль. Кроме того, сигналы управления необходимо подавать относитель­но — 12 В.



                                          Рис. 6.20



                                                          Рис. 6.21

Коммутатор на биполярных транзисторах. Коммутатор аналого­вых сигналов (рис. 6.20) имеет в своей основе дифференциальный  усилитель с глубокой ООС. Схема содержит четыре ключа, которые переключаются при коммутации генератора тока, включенного в эмиттер дифференциальной пары транзисторов, входящих в ключ Для транзисторов VT3 и VT4 генератором тока является транзи­стор VT13. Когда через транзистор VT13 протекает ток, то сигнал на Входе 1 управляет перераспределением тока транзисторов VT3 и VT4. В их коллекторах возникает падение напряжения, которое управляет ОУ.


В схеме существует ООС с выхода ОУ на базу транзистора VT4. Для пропускания сигнала но Входу 2 включает­ся транзистор VT12. Управление генераторами тока (транзисторы VT11 — VT14) осуществляется микросхемой DD1 через транзисторы VT15 и VTJ6, которые также управляются микросхемой. Микро­схема DD1 является двухразрядным счетчиком. Выходные сигналы счетчика, отображающие двоичное число, дешифрируются транзи­сторами VT11 — VT16. На вход счетчика должны поступать импуль­сы положительной полярности с амплитудой до 5 В.

Выходной сигнал с дифференциального каскада поступает на ОУ DA1 и далее на ОУ DA2. Коэффициент усиления ОУ DA2 можно регулировать изменением сопротивления резистора !R5. Для получе­ния максимального быстродействия в схеме коммутатора желатель­но использовать ОУ серии К НО. Следует учесть, что микросхемы К140УД1Б требуют введение корректирующих цепей между выво­дами 1 и 12 (С=100 пФ, R=1 кОм). Время установления вход­ного сигнала в коллекторах транзисторов VT1, VT2 составляет менее 50 не, а на выходе — менее 300 не. Транзисторы коммутатора входят в состав микросхемы К198НТ1.

Ключи микросхемы К284КН1. Интегральная микросхема К284КН1А, Б (рис. 6.21) предназначена для коммутации аналого­вых сигналов постоянного и переменного токов с частотами до еди­ниц мегагерц. На рис. 6.21, а приведена схема одного ключа, а на рис. 6.21,6 — функциональная схема микросхемы. Входное напря­жение может меняться в пределах Т10 В.

Управление ключом осуществляется от логических элементов с напряжением высокого уровня не менее 2,4 В. В открытом состоянии ключ имеет сопротивление: К284КН1А — не более 160 Ом, К284КН1Б — не более 250 Ом. Коммутируемый ток равен: К284КН1А — от +10 до — 8 мА, К284КН1Б — =flQ мА. Время включения (выключения) составляет меньше 2 мкс. В закрытом со­стоянии ключ ослабляет входной сигнал на 60 дБ, при Яа=10кОм. На выходе ключа за счет емкостей переходов возникают им­пульсные сигналы с амплитудой 1 — 1,5 В и длительностью меньше 1 мкс.


Коэффициент передачи ключа близок к единице для сигна­лов с частотами до 10 МГц, что проиллюстрировано на графике рис. 6.21, в.

Глава 7

 

МОДУЛЯТОРЫ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

Модуляция является процессом управления одним или не­сколькими параметрами гармонического колебания для передачи ин­формации на расстояние. Периодическое изменение любого из пара­метров превращает гармонический сигнал в сложное колебание, содержащее целый ряд спектральных составляющих. При проекти­ровании модуляторов следует обращать внимание на необходимость возможно более полной передачи спектра во избежание потери информации. Модуляторы, у которых в спектре выходного сигнала отсутствует составляющая несущей частоты, являются балансными. Возможны три типа модуляции: амплитудная (AM), частотная (ЧМ) и фазовая (ФМ). Между ЧМ и ФМ существует тесная связь. Эта взаимосвязь характеризуется выражениями (u(t)=dy(t)/dt и ф(0 = J w(t)dt. Любой из трех типов модуляции может быть осуществлен в аналоговом или дискретном виде.

Модуляция осуществляется как в нелинейных, так и в линейных цепях с переменными параметрами. В линейных цепях с постоян­ными параметрами осуществить модуляцию невозможно. Среди схем модуляторов наибольшее распространение получили линейные с переменными параметрами. Ограниченное применение нелинейных схем связано с возникновением паразитных колебаний, которые искажают модулированный сигнал.

Для осуществления AM гармонического сигнала достаточно в цепь прохождения сигнала включить управляющий элемент. В зави­симости от управляющего (модулирующего) сигнала меняется про­водимость цепи. На ее выходе меняется амплитуда сигнала.

Фазомодулированное колебание с малым индексом модуляции можно получить из AM колебания, если просуммировать модулиро­ванное колебание с гармоническим: A (t) cos cof+sin cof= = B(t)sin(wt+ф(t)], где B(t)= V1+A2(t), ф(t) =arctgA(t). Ре­зультирующий сигнал необходимо ограничивать по амплитуде.

Для получения ФМ колебания с большим индексом модуляции следует применить умножение частоты.


Фазомодулированное коле­бание можно получить также с помощью вариации одного из эле­ментов RС-цепи. поскольку фаза выходного сигнала такой цепи яв­ляется функцией ее постоянной времени ф=arctg(I/wRC).

Частотно-модулированное колебание может быть получено при использовании проинтегрированного модулирующего сигнала для ФМ. Частотно-модулированное колебание формируется и при пря­мой вариации частоты генератора гармонических колебаний В низ­кочастотных генераторах частота выходного сигнала может изме­няться с помощью полевых транзисторов, включенных в фазосдви-гающую цепь. В высокочастотных генераторах управление частотой осуществляется с помощью конденсаторов, включенных в колеба­тельный контур. В качестве управляющих конденсаторов применя­ют варикапы, в которых используется емкость р-n перехода

В случае, когда требуется повышенная стабильность несущей частоты генератора, применяют косвенную ЧМ, создаваемую за счет фазового управления. Для получения нестабильности несущей ча­стоты порядка 10-в ЧМ осуществляется путем изменения фазы ко­лебаний кварцевого генератора. При глубокой ЧМ, получаемой фазовым управлением, возникает значительная паразитная AM рез­ко увеличивающаяся при возрастании индекса модуляции Это об­стоятельство вынуждает использовать малый индекс модуляции с последующим многократным умножением частоты.

Помимо линейной модуляции в системах связи применяют дис­кретную модуляцию. В практическом отношении она является наи­более простой. Эта модуляция осуществляется с помощью импульс­ных управляющих цепей. Как правило, существуют несколько вхо­дов, где присутствуют необходимые сигналы. Эти сигналы в опре­деленной последовательности подключаются к выходу. Для ампли­тудной дискретной модуляции достаточно иметь один вход который периодически подключается к выходу. При ЧМ и ФМ возможен дискретный набор сигналов.

Включение корректирующих элементов ОУ, которые применяют­ся в устройствах, показано в гл. 1.



1. МОДУЛЯТОРЫ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Линейный модулятор. Для управления коэффициентом усиления ОУ в модуляторе (рис. 7.1, о) в цепь ООС включен поле­вой транзистор. Отрицательная обратная связь выполнена на эле­ментах R1 — R3 и Rт, где RT — сопротивление полевого транзистора Коэффициент усиления каскада определяется выражением K=[R2/R1(1+R3/Rт)+R3/Rт]. Линейный участок изменения коэффициента усиления от управляющего напряжения лежит в диапа­зоне от 0 до 2 В. Максимальный коэффициент усиления при нуле­вом управляющем напряжении равен приблизительно 100. Частота входного сигнала равна 50 кГц. На графике рис. 7.1,6 приведена зависимость коэффициента усиления ОУ от управляющего напря­жения.



                                          Рис. 7.1



                                          Рис. 7.2

Управление коэффициентом усиления ОУ. Модулятор (рис. 7.2, а) использует управление коэффициентом усиления ОУ в схеме инвертирующего усилителя. Коэффициент усиления опреде­ляется отношением R3/RТ, где Rт — сопротивление полевого транзи­стора. Поскольку сопротивление полевого транзистора меняется по параболическому закону в зависимости от напряжения на затворе, то линейный участок изменения коэффициента усиления ОУ будет соответствовать изменению UBI2 в интервале от 2 до 3 В. Сигнал с несущей частотой подается на первый вход, а сигнал с модулиру­ющей частотой — на второй. С помощью резистора R4 на затворе устанавливается запирающее напряжение 2,5 В. Амплитуда моду­лирующего сигнала должна быть меньше 0,5 В. На графике рис. 7.2, б приведена характеристика управления модулятором.

Модулятор ОУ. Управление коэффициентом усиления ОУ в мо­дуляторе (рис. 7.3, а) осуществляется с помощью полевого транзи­стора, который подключен к неинвертирующему входу ОУ. Схема работает при входных сигналах меньше 1 В на частотах до 100 кГц. Для увеличения крутизны преобразования схемы жела­тельно увеличение максимального коэффициента усиления ОУ. Для приведенных на схеме элементов коэффициент равен 2.


На графике (рис. 7.3,6) приведена характеристика управления модулятором.



                                          Рис. 7.3



                                          Рис. 7.4

Модулятор с объединенными входами. Для управления ампли­тудой гармонического сигнала в модуляторе (рис. 7.4, а) ко входу ОУ подключен полевой транзистор. Этот транзистор совместно с ре­зистором R3 образует управляемый делитель напряжения. Входной сигнал одновременно действует на два входа ОУ. При напряжении на затворе 3 В на обоих входах действуют сигналы, равные по амплитуде. Выходной сигнал равен нулю. При уменьшении напря­жения на затворе транзистор открывается, его сопротивление умень­шается. Происходит разбаланс входных сигналов. Интегральная микросхема усиливает разность сигналов в 50 раз. На рис. 7.4, б приведена зависимость коэффициента усиления ОУ от управляю­щего напряжения.

Модулятор на полевом транзисторе. Модулятор (рис. 7.5, а) построен в виде Г-образного аттенюатора с полевым транзистором в вертикальном плече. Сопротивление транзистора изменяется управ­ляющим сигналом. Учитывая передаточную характеристику приме­няемого транзистора, на его затвор необходимо подать постоянное напряжение смещения 3 В. Амплитуда переменной составляющей управляющего сигнала должна быть около 1 В. При этом получает­ся 30%-пая модуляция. Входной сигнал может иметь амплитуду до 1 В. На графиках (рис. 7.5, б) представлены характеристики управления каскада, определенные для разных номиналов элемен­тов схемы.



                                          Рис. 7.5



                                          Рис. 7.6

Балансный модулятор на полевых транзисторах. На вход мо­дулятора (рис. 7.6, а) подается гармонический сигнал с частотой 10 кГц. Амплитуда сигнала может быть до 1 В. Модулятор постро­ен по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Это поз­воляет обеспечить линейный участок передаточной характеристики от 0,5 до 1,25 В. Если в модуляторе применить полевые транзисторы с большим напряжением отсечки, то линейный участок увеличится.


После дифференциального каскада сигнал усиливается ОУ в 10 раз. При нулевом управляющем сигнале схема балансируется с по­мощью резистора R1. На графике (рис. 7.6, б) представлена харак­теристика управления.

2. МОДУЛЯТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ

Модулятор на ограничителях. В схеме рис. 7.7, а модуля­ция сигнала, действующего на Входе 2, осуществляется за счет из­менения режимов работы ОУ DA1 и DA2. Модулирующий сигнал подается на Вход 1. При нулевом модулирующем сигнале положительные полупериоды несущего колебания проходят через диоды VD2 и VD4 на входы ОУ DA3. Когда модулирующий сигнал не равен нулю, рабочие точки ин­тегральных микросхем DA1 и DA2 смещаются и диоды VD1 и VD3 находятся в проводящем состоя­нии.



                               Рис. 7.7                                                                        Рис. 7.8

Под воздействием этого сме­щения амплитуда сигнала несу­щей частоты уменьшается. На выходе микросхемы DA3 будет ограниченный сигнал несущей частоты. Для осуществления AM необходимо на Вход 1 подать по­стоянную составляющую, совмест­но с которой будет действовать сигнал модулирующей частоты. Вы­ходной AM сигнал будет иметь нелинейные искажения типа «сту­пенька». Эти искажения можно устранить последующими фильтру­ющими цепями. Модулятор работает на частотах до 10 МГц. На рис. 7.7, б проиллюстрирован выходной сигнал модулятора.

Автоматическая регулировка усиления на транзисторах. Регу­лировка коэффициента усиления усилителя (рис. 7.8) основывается на изменении ООС. В качестве сопротивления ОС используется пря­мое сопротивление диода. Значение этого сопротивления меняется в зависимости от протекающего тока. Управляющее напряжение по­дается на базу транзистора VT1. Коллекторный ток VT1 протекает через диод. Входной сигнал через цепь Rl, Cl, C2 поступает на базу транзистора VT2, а с коллектора этого транзистора через диод действует ООС. В зависимости от тока, протекающего через тран­зистор VT1, будет меняться сопротивление ОС коллектор — база транзистора VT2. Схема позволяет изменять выходной сигнал на 60 дБ.


Напряжение входного сигнала 10 мВ. Верхняя граничная частота входного сигнала 500 кГц.

Модулятор на составном каскаде. Модулятор (рис. 7.9, а) име­ет фиксированную частоту модуляции 500 Гц, которая определяется низкочастотным контуром. Несущая частота высокочастотного сиг­нала 10 МГц формируется во втором контуре. Колебания в схеме возникают за счет отрицательного дифференциального сопротивле­ния, которое образуется двумя полевыми транзисторами. Вольт-ам­перная характеристика составного транзистора показана на рис. 7.9, б. Амплитуда выходного сигнала не превышает 1 В.



                               Рис. 7.9                                                            Рис. 7.10



                          Рис. 7.11

Широкополосный модулятор. Устройство (рис. 7.10) позволяет осуществить модуляцию входного сигнала в широком диапазоне ча­стот от 20 Гц до 200 кГц. Модуляция осуществляется за счет изме­нения коэффициента усиления каскада на транзисторе VT1. В эмиттерную цепь этого транзистора включен полевой транзистор, сопро­тивление которого изменяется управляющим напряжением, поступающим на затвор. Так, при изменении напряжения в затворе от 0,8 до 10 В коэффициент усиления меняется на 40 дБ. Для уменьшения выходного сопротивления усилительного каскада при­менен эмиттерный повторитель на транзисторе VT2.

Микромощный модулятор. Схема модулятора (рис. 7.11) по­строена на транзисторе VT5. Модулирующий сигнал низкой частоты приходит на вход логарифмического преобразователя, который собран на транзисторах VT1 и VT2. Применение в схеме двух тран­зисторов VT1 и VT3 в диодных режимах значительно уменьшает искажения, которые связаны с нелинейностью входной характери­стики транзистора VT5. В результате линейность сохраняется при коэффициенте модуляции 0,8 для несущей частоты 500 кГц и моду­лирующей частоты 400 Гц. Результаты не меняются для несущей частоты 10 кГц. Транзистор VT4, примененный для уменьшения влияния контура на модулирующий каскад, можно исключить при относительно низких несущих ча­стотах.


Присутствие его жела­тельно на частотах более 1 МГц Вместо транзисторов в схеме можно применить интегральную микросхему К198НТ1. В этом случае габаритные размеры уст­ройства значительно уменьшают­ся.



                                           Рис. 7.12                                                          Рис. 7 13

Параллельные модуляторы. Модуляторы, схемы которых при­ведены на рис. 7.12, а и б, по­строены на двух транзисторах. Модулирующий сигнал поступа­ет на базу транзистора VT1 в схеме усилителя с коллектор­ной и эмиттерной нагрузкой. Сигналы на коллекторе и эмит­тере VT1 равны по амплитуде и сдвинуты по фазе на 180". Эти сигналы используются в качестве напряжения питания для транзистора VT2, на базу которого поступает сигнал несущей частоты. Сигнал несущей частоты, усиленный транзистором VT2, работающим при малых напряжениях между коллектором и эмитте­ром, обладает нелинейными искажениями. Для уменьшения их необ­ходима последующая фильтрация. Возможно включение в коллек­торную цепь транзистора VT2 вместо резистора R5 контура LC, настроенного на резонансную частоту. Схема может работать в широком диапазоне частот. Частота несущего сигнала должна быть более 100 кГц. При уменьшении частоты несущего сигнала возмож­ны значительные нелинейные искажения.

Модулятор на дифференциальном усилителе. В основу моду­лятора (рис. 7.13) положен принцип изменения коэффициента уси­ления дифференциального каскада в зависимости от протекающего через транзисторы тока. Модулирующий сигнал низкой частоты 10 кГц с амплитудой 50 мВ подается на базу токозадающего тран­зистора усилителя интегральной микросхемы. Сигнал с несущей частотой 100 кГц и амплитудой 100 мВ подается на базу одного из транзисторов дифференциального каскада. База второго транзисто­ра через резистор R2 подключена к нулевому потенциалу. Выходной сигнал усилителя поступает на эмиттер транзистора VT1 каскада с ОБ. С помощью конденсатора СЗ фильтруются низкочастотные составляющие выходного сигнала.


На выходе схемы появляется AM сигнал с амплитудой 40 мВ и коэффициентом модуляции 30%. Модулятор может работать с сигналами несущей частоты до 1 МГц.

Низкочастотный модулятор. Автоматическую регулировку уси­ления в каскадах низкой частоты можно осуществить с помощью биполярных транзисторов. На рис. 7.14, а приведена схема, в кото­рой управляющий транзистор VT2 включен в эмиттер усилитель­ного транзистора VT1 параллельно резистору R4. Регулировка усиления каскада осуществляется за счет изменения глубины ООС в каскаде, которая зависит от сопротивления, определяемого парал­лельным соединением R4 и сопротивлением коллектор — эмиттер VT2. Последнее зависит от управляющего напряжения. При закры­том транзисторе VT2 коэффициент усиления VT1 равен 1,5. Общее изменение коэффициента усиления при открытом VT2 составляет 30 дБ. Модулятор удовлетворительно работает при входных сигна­лах до 50 мВ.



                                                          Рис. 7.14

В схеме рис. 7.14,6 регулировка осуществляется за счет изме­нения эквивалентного сопротивления коллекторной нагрузки тран­зистора VT1. Регулирующий транзистор VT2 по переменной состав­ляющей подключается параллельно R3. Управляющий сигнал отри­цательней полярности открывает транзистор VT2 и уменьшает об­щее нагрузочное солротивление каскада.

3. МОДУЛЯТОРЫ СО СХЕМОЙ УПРАВЛЕНИЯ

Кодовый модулятор. Преобразователь двоичного кода в напряжение переменного тока в модуляторе (рис. 7.15) построен на транзисторных ключах, которые подключают сигнал к резнсторному делителю. В исходном состоянии транзисторы VT7 — VT11 открыты. Переменный сигнал с частотой 100 кГц, усиленный транзистором VT6 до амплитуды 2,5 В, подается на базы транзисторов VT1 — VT5 через резисторы R1, где он шунтируется конденсаторами через открытые транзисторы VT7 — VT11. При закрывании любого из транзи­сторов VT7 — VT11 переменный сигнал повторяется одним из транзи­сторов VT1 — VT5 и через резисторный делитель поступает на выход.


В зависимости от разряда и количества закрытых транзисторов сиг­нал будет изменяться по амплитуде.



                                           Рис. 7.15                                                          Рис. 7.16



                   Рис. 7. 17

Для уменьшения габаритов устройства в схеме целесообразно применение микросхем. Вместо резисторной матрицы применяется интегральная микросхема К301НС1, транзисторы VT1—VT6 заменя­ются на две микросхемы К198НТ1, а транзисторы VT7—VT11— на К198НТ13.

Модулятор прямоугольного сигнала. Амплитудный модулятор прямоугольного сигнала (рис. 7.16) работает в широком диапазоне частот. Сигнал с модулирующей частотой поступает в базу тран­зистора VT1, работающего в линейном режиме. С эмиттера и кол­лектора этого транзистора снимаются противофазные сигналы, кото­рые подаются на транзисторы VT2 и VT3 через резисторы R5 и R6. Транзисторы VT2 и VT3 работают в дискретном режиме и переклю­чаются с частотой несущего сигнала. Выходной сигнал модулятора формируется суммирующими резисторами R7 и R8. Модулятор име­ет хорошую линейность, которая сохраняется до коэффициента мо­дуляции 95%.

Импульсный модулятор. В импульсном модуляторе (рис. 7.17) транзистор VT1 работает в линейном режиме как эмиттерный повто­ритель, а транзистор VT2 — в ключевом режиме. Источником пита­ния транзистора VT2 является напряжение в эмиттере транзистора VT1. При отсутствии на Входе I гармонического сигнала на выходе существует импульсный сигнал с амплитудой 5 В. Изменение на­пряжения в базе транзистора VT1, вызванное гармоническим сиг­налом на Входе 1, вызывает изменения коллекторного напряжения транзистора VT2. На выходе появляется модулированный сигнал. В схеме можно получить 100%-ную AM. Если на выходе подклю­чить колебательный контур, настроенный на первую гармонику им­пульсного сигнала, то можно получить AM гармонического сигнала.

Ключевой модулятор. Аналоговый ключ (рис. 7.18) построен на полевых транзисторах.


Он состоит из трех каскадов. Общий коэф­фициент ослабления входного сигнала более 100 дБ на частотах от О до 50 МГц. Управление ключами осуществляется дифференциаль­ным усилителем (транзисторы VT8, VT9), Управляющие сигналы с усилителя подаются на затворы полевых транзисторов. Когда транзисторы VT1, VT3 и VT5 открыты, транзисторы VT2, VT4 и VT6 закрыты. Входной сигнал проходит на вход истокового повто­рителя на VT7. В другом состоянии усилителя транзисторы VT1, VT3 и VT5 закрыты, а транзисторы VT2, VT4 и VT6 открыты. В этом случае пары полевых транзисторов VT1 и VT2, VT3 и УТ4, VT5 и VT6, образующие три звена Г-образных аттенюаторов, зна­чительно ослабляют входной сигнал. Для развязки цепей управле­ния в затворах транзисторов VT1, VT3 и VT5 включены резисторы R2, R3 и R5. В схеме вместо каскада управления на транзисторах VT8 — VT10 можно включить интегральную микросхему К122УД1. Дискретный модулятор на транзисторе. Модулятор (рис. 7.19) работает в импульсном режиме. Когда транзистор открыт, то рези­стор R4 подключается к нулевому потенциалу и входной сигнал поступает на оба входа ОУ. На выходе сигмал будет ослаблен на 70-90 дБ. При закрывании транзистора резистор R4 отключается от нулевого потенциала. Операционный усилитель работает с коэф­фициентом усиления, равным единице. В приведенной схеме можно использовать ОУ разных типов.



                                          Рис. 7.18



                   Рис. 7.19                      Рис. 7.20

Переключатель гармонических сигналов. Управление гармони­ческими сигналами в переключателе (рис. 7.20) осуществляется с помощью полевых транзисторов разного типа проводимости Вход­ной сигнал подключается на один из двух выходов Полевые тран­зисторы управляются коллекторным напряжением транзистооа VT3 Отрицательное напряжение открывает транзистор VT1 а положи­тельное — транзистор VT2.

4. МОДУЛЯТОРЫ ВЧ КОЛЕБАНИЙ НА БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРАХ

Транзисторный выключатель. Устройство (рис 721) пред­назначено для дистанционного включения переменного сигнала при отрицательном управляющем сигнале 1 В входной сигнал с ампли­тудой менее 1 В не проходит через транзисторы VT1 и VT2 Ослаб ление входного сигнала может превышать 100 дБ на частотах до 10 МГц.


Для открывания схемы на управляющий вход подается напряжение положительной полярности 2 — 3 В. В этом режиме оба транзистора открыты. Коэффициент усиления схемы равен 09

Диодный выключатель. При отсутствии сигнала на управляю­щем входе (рис. 7.22) транзистор VT2 закрыт. Положительное кол­лекторное напряжение закрывает диоды VD1 и VD2 Положительное напряжение на управляющем входе открывает транзистор VT2 и на его коллекторе появляется напряжение минус 4 В которое от­кроет диоды. Входной сигнал с амплитудой 0,5 В, через диоды пройдет на выходы. Частота входного сигнала 100 МГц Диодный выключатель может работать в широком диапазоне частот Для уменьшения нижней граничной частоты входного сигнала необходи­мо увеличить емкости конденсаторов. При входном сигнале с амп­литудой более 1 В выходной сигнал имеет нелинейные искажения

Диодный высокочастотный выключатель. Импульсный модуля­тор высокочастотного сигнала (рис. 7.23) представляет собой диод­ный переключатель. Когда управляющий транзистор закрыт отри­цательное напряжение на его коллекторе закрывает диоды VD1 и VD2 и открывает диод VD3. Конденсатор С1 ослабляет входной сигнал, который проходит через закрытый диод VD1. В результате этого общее ослабление на выходе схемы составит более 70 дБ. При открывании транзистора VT1 положительное напряжение открывает диоды VD1 и VD2 и закрывает диод VD3. Входной сигнал через диоды поступает на выход. Схема может управлять сигналами с частотой до 30 МГц. Скорость переключения может составлять 500 кГц.



       Рис. 7.21                                  Рис. 7.22                                  Рис. 7.23



       Рис. 7.24

Генератор радиоимпульсов. Генератор (рнс. 7.24) построен на одном транзисторе, включенном с ОБ. Коэффициент трансформации в пределах 0,3 — 0,15 не критичен. При запуске схемы на управля­ющий вход поступает положительный импульс с амплитудой до 5 В. Цепочка R2, С2 создает автоматическое смещение. Для транс­форматора с обмотками (w1=25 витков, w2 = Q витков, w3 = 2 вит­ка), намотанными на каркасе диаметром 7 мм, частота гармониче­ского сигнала равна 20 — 30 МГц.


Колебания нарастают за 2 — 3 пе­риода. Длительность спада радиоимпульса определяется сопротивле­ нием резистора R1. Для R1 — 1 кОм затухание происходит за 2 — 3 периода. Если применить транзистор ГТ313, можно получить колебания с частотой 100 — 150 МГц; при этом трансформатор дол­жен иметь обмотки (w1=4,5 витка; w2=1 виток) на каркасе диаметром 7 мм, R2 = 91 Ом; С2=18 пФ. Нарастание колебаний происходит за 5 — 7 периодов.



                                                          Рис. 7.25



Рис. 7.26

Импульсные высокочастотные модуляторы. В модуляторе (рис. 7.25) транзистор работает в режиме лавинного пробоя. При больших коллекторных напряжениях переход эмиттер — база транзисторов имеет участок с отрицательным дифференциальным сопро­тивлением. Максимумом 5-образной характеристики можно управ­лять напряжением в цепи базы. В данных модуляторах коллектор­ное напряжение выбрано немного меньше напряжения лавинного пробоя. При отсутствии входного сигнала транзистор закрыт. Поло­жительный сигнал в цепи базы открывает транзистор. Эмиттерный переход смещается в область отрицательного сопротивления. В эмит-терной цепи возникают релаксационные колебания, частота которых определяется цепочкой R3, С2. Конденсатор С1 шунтирует колеба­ния в цепи коллектора. В схеме рис. 7.25, а на выходе формиру­ются импульсные сигналы положительной полярности с амплитудой 5 В и частотой порядка 20 кГц. Схема рис. 7.25, б позволяет полу­чить сигналы отрицательной полярности с амплитудой 2 В и часто­той около 70 кГц.

В этих модуляторах могут быть использованы транзисторы П411Б с коллекторным напряжением 40 В и транзисторы ГТ311Ж с коллекторным напряжением 30 В, причем на этих транзисторах можно получить импульсы с частотой повторения до 100 МГц.

Управляемый высокочастотный генератор. Генератор гармони­ческих колебаний (рис. 7.26) собран на транзисторе VT2. Колеба­ния в схеме отсутствуют до тех пор, пока открыты диодные ключи на VD1 и VD2, которые шунтируют контур.


Работой диодных клю­ чей управляет транзистор VT1. Входной импульс положительной полярности закрывает транзистор VTJ и, следовательно, диоды VD1 и VD2. Поскольку постоянный ток транзистора VT1 протекает через контур, то при закрывании его в контуре возникают колебания ударного возбуждения. Эти колебания в генераторе на VT2 поддер­живаются ПОС через обмотку ОС и резистор R7. По мере возра­стания амплитуды колебаний в генераторе начинают проводить включенные в цепь ООС диоды VD3 и VD4, которые ограничивают ПОС. Таким образом стабилизируется амплитуда гармонических колебаний. При изменении питающего напряжения с 8 до 16 В амплитуда выходного сигнала меняется на 3%. Верхняя граничная частота схемы доходит до 1 МГц.

Генератор радиоимпульсов с низкоомным выходом. Генератор (рис. 7.27) предназначен для работы на емкостную нагрузку. Когда на входе отсутствует управляющий сигнал, транзистор VT1 открыт и находится в насыщении. Через индуктивность протекает ток. С приходом управляющего импульса транзистор закрывается.



                                          Рис. 7.27

В контуре должны возникнуть затухающие колебания. Однако это­го не происходит. При работе эмнттерного повторителя на емкост­ную нагрузку с индуктивным сопротивлением в цепи базы в схеме возникают колебания. Емкость нагрузки, при которой начинает воз­буждаться эмиттерный повторитель, определяется выражением Сн = тк/h21Э R6, где тк — постоянная времени транзистора с ОЭ; h21Э — коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ. В результате на выходе существуют незатухающие колебания. Для устранения возбуждения колебаний, когда транзистор VT1 открыт, в схему введен резистор R3.

Амплитуда гармонического сигнала с частотой 10 МГц на на­грузке с емкостью до 2 нФ составляет 5 В, а амплитуда сигнала с частотой 6 МГц на нагрузке с емкостью до 3,5 нФ равна 10 В Длительность управляющих сигналов от 0,1 икс до десятков мил­лисекунд.

5. МОДУЛЯТОРЫ НА ОУ

Дискретный фазовый модулятор. Операционный усилитель в схеме модулятора (рис. 7.28) меняет знак коэффициента усиления в зависимости от полярности управляющего напряжения.


Когда уп­ равляющий сигнал имеет отрицательную полярность, транзистор VT закрыт. Сигнал поступает на оба входа ОУ, который работает в этом случае как повторитель. Коэффициент усиления будет ра­вен 1. При положительном управляющем сигнале транзистор VT1 открывается. Неинвертирующий вход усилителя в этом случае ока­зывается заземленным. Входной сигнал теперь поступает только на инвертирующий вход. Следователь­но, коэффициент усиления будет ра­вен — 1.



          Рис. 7.28

Амплитуда допустимого входно­го сигнала определяется допусти­мыми параметрами ОУ. Управляю­щий сигнал отрицательной полярно сти должен превышать амплитуду входного сигнала. В противном слу­чае отрицательная полярность вход­ного сигнала откроет переход база — эмиттер транзистора VT1 и на вы­ходе появится искаженный сигнал.

Фазовый модулятор на ОУ. Ц основу фазового модулятора (рис 729, а) положена RС-цепь, подключенная к неинвертируюшему входу ОУ Независимо от частоты входного сигнала амплитуда выходного сигнала остается постоянной. Фазорегулируемая RС-цепочка построена на конденсаторе С1 и сопротивлении полевого транзистора. Зависимость фазы выходного сигнала от управляюще­го напряжения в затворе полевого транзистора показана на рис. 7.29,6. Следует иметь в виду, что при фазовых сдвигах близ­ких к 90°, могут возникнуть нелинейные искажения в выходном сигнале, если амплитуда вход­ного сигнала более 100 мВ



                                          Рис. 7.29

Модулятор на полевом тран­зисторе и ОУ. Модулятор (рис. 7.30) построен на ОУ, ко входам которого подводится гар­монический сигнал. Переключе­ние фазы выходного сигнала осу­ществляется с помощью полевого транзистора VT1, который может находиться в открытом или за­крытом состоянии. Управление полевым транзистором осуществ­ляется транзистором VT2. При нулевом напряжении в базе тран­зистора VT2 полевой транзистор закрыт. Положительное управля­ющее напряжение открывает транзистор VT2. В затворе полевого транзистора будет нулевой потенциал, который является для него открывающим.

При закрытом полевом транзисторе входной сигнал поступает на инвертирующий вход ОУ. Коэффициент усиления усилителя опре­деляется резисторами R3 — R5. Когда полевой транзистор открыт, входной сигнал поступает на оба входа. Однако, поскольку неинвер­тирующий вход имеет сигнал в два раза больше, чем сигнал на инвертирующем входе, то на выходе будет существовать сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом. Общий диапазон изме­нения фазы выходного сигнала составляет 180°.



                          Рис. 7.30



Содержание раздела

---

---