УСИЛИТЕЛИ

Область использования усилителей обширна. Многообразие назначения усилителей порождает различия в требованиях, которым они должны отвечать. В связи с этим они могут различаться между собой как по числу активных элементов, так и по конструкции. Уси­лители являются составной частью почти любого прибора. В любом устройстве прежде чем вести обработку сигналов, поступающих с датчиков, необходимо усилить эти сигналы. К усилителям предъяв­ляются самые разнообразные требования: широкие пределы коэффи­циента передачи (от 1 до 106), возможно меньший уровень шумов, возможно большее входное сопротивление, малое потребление тока, необходимая частотная полоса пропусканий, устойчивая работа в раз­личных климатических условиях. В одном усилителе совместить все эти требования практически невозможно. Для решения подобных вопросов применяют различные виды усилителей. Все усилители можно разбить на четыре группы: усилители звукового диапазона частот, селективные, широкополосные и гальванометрические усили­тели. Поскольку граница разделения является чисто условной, то один вид усилителей можно с успехом применять для разных целей. Каждая группа усилителей удовлетворяет лишь отдельным перечис­ленным требованиям.

1. В усилителях звукового диапазона частот основное внимание уделяется формированию необходимой частотной характеристики. Эти усилители,перекрывают широкую область частот от 20 Гц до 20 кГц. Они должны обладать низким уровнем шумов -и большой чувствительностью. Усилителям этого диапазона частот уделяется большое внимание в технике записи и воспроизведения звука, для усиления сигналов от различных магнитных и пьезоэлектрических датчиков. Здесь могут применяться усилители с непосредственной связью и с малым уровнем шумов.

2. Селективные усилители применяют в промышленных системах обработки информации, .когда необходимо из широкого спектра час­тот входного сигнала выделить составляющие, несущие информацию. Селективные усилители должны обеспечивать постоянство частотных и фазовых характеристик выделяемого сигнала, возможность регули­ровки коэффициента передачи и выделяемой полосы частот, устойчи­вую работу при больших коэффициентах усиления.
Для регулировки коэффициента усиления применяют диоды и полевые транзисторы.

3. Широкополосные усилители являются входными каскадами устройств широкого назначения. В функции широкополосных усили­телей входит ограничение шума, поступающего с антенны или датчи­ка, с целью увеличения отношения сигнал-шум.

4. Гальванометрические усилители предназначены для измерения малых постоянных или медленно меняющихся токов. Их применяют для усиления малых сигналов и потенциалов различных датчиков, имеющих большое выходное сопротивление. Создать усилители с большим входным сопротивлением на биполярных транзисторах путем введения ООС в широком диапазоне частот практически не­возможно. По этой причине почти все практические схемы гальвано­метрических усилителей имеют входные каскады с полевыми транзи­сторами. В этом случае сравнительно просто получить большое вход­ное сопротивление и низкий уровень шумов.

Схемы включения ОУ, которые используются в устройствах, по­казаны в гл. 1.

I. УПРАВЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Настройка усилителя на ОУ. Схема с ОУ (рнс. 4.1) счи­тается настроенной, если при E1 = E2=E3 = 0 выходное напряжение равно нулю. Этот режим работы ОУ устанавливается при условии R6=1/(1/R1 + 1/R2+1/R3+1/R4) (рис. 4.1,0); l/R3+l/R4+1/R5 = = l/R1+l/R2 (рис. 4.1,6). При точной настройке усилителя значи­тельно ослабляется влияние изменения входных токов от температу­ры и прочих воздействий на дрейф выходного сигнала. Это очень важно при создании усилителей постоянного тока, для усилителей переменного тока и фильтров, во избежание ограничения динамиче­ского диапазона устройств.

Плавная регулировка коэффициента передачи. На рис 42 пока­зано несколько схем включения.ОУ, в которых осуществляется плав­ная регулировка коэффициента передачи. Обозначим Rп — входное дифференциальное сопротивление, Ку.ио~ коэффициент усиления ОУ без ОС. На рис. 4.2 показаны схемы, которые имеют следующие па­раметры:

                                          Рис. 4.1







                               Рис. 4.3                                                                        Рис. 4.4

Дискретное изменение коэф­ фициента передачи. Дискретный способ регулирования усиления применяется при точных измере­ниях исследуемого сигнала. Приве­дены две схемы (рис. 4.3), кото­рые отличаются режимами работы усилителя в моменты переключе­ния с контакта-на контакт. В пер­вом случае один из входов ОУ находится в свободном положе­нии. Здесь входной сигнал не проходит- на выход. Во втором случае вход ОУ подключается через резистор R1 к общей шине. В этом режиме усилитель обладает максимальным усилением. От входного сигнала усилитель пер.еходит в режим насыщения.

Температурная стабилизация ОУ. Для температурной стабили­зации ОУ к его инвертирующему входу подключена терморегулирую-щая цепочка (рис- 4.4). Эта цепочка построена на двух стабилитро­нах. Стабилитрон VD1 имеет отрицательный ТКН, стабилитрон VD2, включенный в прямом направлении, имеет положительный ТКН. В результате с помощью потенциометра R2 можно выбрать любое значение ТКН, которое необходимо .для ОУ. С помощью потенцио­метра R4 компенсируется постоянное напряжение, поступающее от стабилитронов.

2. СДВОЕННЫЕ ОУ

Последовательное соединение двух ОУ. Последовательное соединение двух ОУ (рис. 4.5) позволяет получить большой коэффи­циент передачи, широкополосность и малый дрейф. Широкополосные усилители, как правило, имеют большой временной и температурный дрейф. В составном усилителе стабильный каскад с малым дрейфом непрерывно компенсирует напряжение сдвига нуля. Схема рис. 4.5, а, имеет два обособленных усилителя. Для настройки схемы необходи­мо иметь резисторы с точностью сопротивления 0,1 %. На схеме рис. 4.5,6 существует общая ООС, которая стабилизирует первый ОУ. В этой схеме резистор R1 должен иметь точность 0,1 %, а рези­стор R2 — 10 %. Дрейф нуля меньше 1 мВ при коэффициенте пере­дачи 103.



                                          Рис. 4.5





       Рис. 46                                     Рис. 4.7

Плавная регулировка коэффициента передачи параллельно вклю­ченных ОУ. Схема усилителя, приведенного на рис. 4.6, позволяет плавно уменьшать сигнал на одном выходе при одновременном уве­личении его на другом. Если потенциометр R5 находится в положе­нии, когда точка соединения резисторов R3 и R4 подключена к общей шине, то входной сигнал проходит через интегральную микросхему DA2. В другом крайнем положении потенциометра работает микро­схема DAL При прохождении входного сигцала через одну интег­ральную микросхему на входе другой сигнал не равен нулю. За счет сопротивления контактов входной сигнал ослабляется только на 80 дБ. В среднем положении потенциометра работают оба усилите­ля. В этом положении входное сопротивление схемы равно 70 кОм.

Сдвоенные ОУ. Для повышения температурной стабильности из­мерительных усилителей в схемах (рис. 4.7) объединяют два ОУ, поскольку они, обладают синхронным изменением параметров. Уси­литель обладает коэффициентом усиления более 200. Коэффициент усиления первого каскада рассчитывается по формуле Ky и 1=(2R1 +Rз)/R2, а коэффициент усиления второго каскада — Kу K2=R6}R4. Влияние входного синфазного сигнала и передачу его на выход как парафазного сигнала можно уменьшить, подобрав попарно равными сопротивления R4 и R5, а также R6 и R7. Схема имеет большое входное сопротивление, которое практически не зависит от изме­нения коэффициентов усиления ОУ.



       Рис. 4.8                                                                                    Рис 49

Составной ОУ. Усилитель, со­бранный по схеме рис. 4.8, обла­дает большим входным сопротив­лением. Если одиночный ОУ имеет входное сопротивление приблизи­тельно 0,5 МОм, то входное со­противление составного усилите­ля более 10 МОм. Это достигает­ся за счет глубокой ООС с по­мощью усилителя DA2. Этот же усилитель позволяет также значительно повысите (до 100 дБ) ко эффициент ослабления синфазного сигнала В этом случае необхо димо более тщательно подобрать сопротивления резисторов RL и R2 Усилители с симметричным выходом.


Схема формирования двух-потярного выгодного напряжения (рис 49, а), имеет низкие входное и выходное сопротивления Для выравнивания выходных напряже ний как по положительному, так и по отрицательному выходам не­обходимо выполнить условия



Схема рис 4 3, б состоит из двух О У, включенных последователь­но. Здесь напряжение U2 = U1 (1+R2/R1), a U2=U1- (1+R4/R1) х (l+R2R1) Эта схема может быть использована при подаче вход ного сигнала на любой вход ОУ Она может иметь как малое вход ное сопротивление (когда сигнал подается на инвертирующий вход), так и большое входное сопротивление (когда сигнал поступает на неинвертирующич вход) Эта схема не симметрична и несбалансиро-вана На рис 4 9, в показана схема, где ОУ работают симметрично, причем они последовательно балансируют друг друга Выходное на пряжение опоедеаяется согласно выражениям U2 = U+1 (1+R1/R2) и U2+ = U1- (1+R1/R2) Эта схема имеет большое входное сопротив­ление

Схема с перекрестной балансировкой приведена на рис 4 9, г Она симметрична относительно входа и выхода, имеет большое входное сопротивление Выходное напряжение определяется выраже ниями



Для коэффициента передачи, равного единице, можно считать R1 = = R3 = 0, а R2=оо

3. РАСШИРЕНИЕ ВОЗМОЖНОСТЕЙ ОУ

Подключение ОУ к однополярному питанию. Для подключения усилителя к однополярному источнику питания создается делитель напряжения на стабилитронах VD1 it VD2 (рис 4 10) К искусствен нон нулевой точке между диодами подключается неинвертирующий вход усилителя Для развязки от постоянной составляющей на вхо­де и выходе включены конденса­торы С1 и С2

Операционный усилитель с большим выходным сигналом. Приведенная на рис 4 11 схема позволяет получить на выходе сигнал с амплитудой до 20 В Это достигается тем, что напряжение питания усилителя управляется выходным сигналом При этом разность напряжений между кон­тактами 4 и 7 остается без изменения ( — 25 В) Следует иметь в ви­ду, что с помощью этой схемы нельзя получить большие коэффици­енты усиления.


При большом выходном сигнале становится больше напряжение питания интегральной микросхемы, увеличивается на­пряжение между контактами 3, 7 и 2, 4 Это ведет к перенапряже­нию n-р переходов транзисторов, применяемых в микросхеме Для малых коэффициентов усиления напряжение на входах 2 и 3 ме­няется в такт питающему напряжению. При применении в этом устройстве интегральной микросхемы К140УД1Б не следует вывод 4 подключать к общей точке. В противном случае интегральная мик­росхема выйдет из строя.



       Рис. 4.10                                  Рис 4.11                                   Рис 4.12



Рис. 4.13

Работа усилителя при увеличенных питающих напряжениях. Уси­литель (рис 4.12) позволяет подключить ОУ к источникам питания, напряжения которых превышают максимально допустимые напряже­ния ОУ. Стабилитроны VDJ и VD2 подключаются к источнику пита­ния ±50 В. Относительно средней точки на стабилитронах устанав­ливается напряжение ±13 В. Этим напряжением питается ОУ. По­скольку выходной сигнал усилителя снимается со средней точки, то мгновенные значения этого сигнала синхронно меняют уровни пита­ющих напряжений. Это отслеживание позволяет увеличить амплиту­ду выходного сигнала до 30 В при условии, что усилитель имеет коэффициент усиления, близкий к единице, т. е. R2/Rl = 1.

Мощный усилитель Двухполярных сигналов. Усилитель (рис. 4 13) состоит из двух ОУ с мощными транзисторами на выходе. Схема симметричная. Резисторами R4 и R5 устанавливается напряжение 0,3 В для устранения искажений типа «ступеньки» в выходном сиг­нале. Аналогичные функции выполняют резисторы R6, R7, R12 — R15. Нелинейные искажения уменьшаются также за счет ООС в каж­дом ОУ.

4. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ

Усилитель с выходной мощностью 4 Вт. Усилитель (рис 4 14) выполнен по двухтактной схеме Для предварительного усиления служит интегральная микросхема типа К224УС5. Глубокая (до 40 дБ) ООС по переменному току позволяет получить малый коэф­фициент нелинейных искажений.


Коэффициент гармоник и чувстви­ тельность устанавливаются подбором сопротивления резистора R4 При сопротивлении резистора R4=150 Ом коэффициент усиления со­ставляет 100 — 150, а коэффициент гармоник 0,5 — 0,8 %. Наличие ОС по постоянному току обеспечивает стабильную работу усилителя как при изменении питающего напряжения, так и при изменении темпе­ратуры. Полоса частот 200 Гц — 10 кГц.



                                          Рис. 4.14



                                          Рис. 4.15

Усилитель с выходной мощностью 2 Вт. Усилитель- (рис. 4.15) отдает в нагрузку мощность 2 Вт при питающем напряжении 12 В, 0,8 Вт — при напряжении 9 В и 0,25 Вт — при напряжении 6 В. При максимальной мбщности коэффициент гармоник составляет 1 %. Входное сопротивление равно 25 кОм. Полоса рабочих частот 80 Гц — 12 кГц. Для обеспечения равномерности частотной характе­ристики и для устранения искажений типа «ступеньки» с выхода уси­лителя на вывод 3 микросхемы подается ООС. Изменением сопро­тивления резистора R3 можно регулировать ООС. При этом рас­ширяется полоса частот, уменьшаются нелинейности, но и падает коэффициент усиления.



                   Рис. 4.16                                  Рис. 4 17

Усилитель мощности на интегральной микросхеме К157УС1. Вы­ходная мощность усилителя 0,5 Вт. Чувствительность лежит в преде­лах 15 — 30 мВ. Коэффициент гармоник в полосе частот от 50 Гц до 15 кГц не превышает 0,3 %. При напряжении питания 12 В можно получить выходную мощность 1,5 Вт. Схема представлена на рис. 4 16.

Усилитель мощности на 12 Вт. Усилитель (рис. 4.17). имеет поло­су частот от 10 Гц до 20 кГц. В этой полосе частотная характеристи­ка имеет неравномерность 2 .дБ. Коэффициент передачи может ме­няться от 1 до 100. Амплитуда выходного сигнала на нагрузке 3 Ом равна 9 В. Налаживание усилителя сводится к подбору корректиру­ющей цепочки интегральной микросхемы. Выходные транзисторы ра­ботают без начального смещения. «Ступенька» в выходном сигнале устраняется за счет ООС. ,



5. ПРЕДУСИЛИТЕЛЙ С УПРАВЛЯЕМЫМИ ПАРАМЕТРАМИ

Усилитель компенсации предыскажений. Усилитель (рис. 4.18) со- спадающей частотной характеристикой применяется при воспроизведении грамзаписи с магнитной головкой. Подъем ча­стотной характеристики в области низких звуковых частот происхо­дит за счет частотно-зависимой ОС, построенной на ( элементах Rl, R2, СЗ, С4. Постоянные времени RiC4=300 мкс и R2Сз=3000 мкс. Завал в области высоких частот осуществляется цепочкой R3Cs= = 72 мкс. Для уменьшения выходного сопротивления включен тран­зистор. Коэффициент усиления схемы на частоте 1 кГц равен 30.

Усилитель с АРУ. Усилитель (рис. 4.19) имеет нелинейную зави­симость коэффициента усиления от амплитуды входного сигнала. В схеме осуществляется автоматическая регулировка усиления за счет ООС по переменному току. Эта связь осуществляется посредст­вом изменения сопротивления полевого транзистора переменному току. Управление полевым транзистором происходит постоянным на­пряжением продетектированного выходного сигнала ОУ. Функции детектора выполняет транзистор VT2. Если входной сигнал превыша­ет 1 В, то на выходе появляются» нелинейные искажения, связанные с появлением второй гармоники. Эти искажения вносит полевой тран­зистор из-за несимметричности его характеристики для различных полярностей сигнала. Значительно меньше искажений возникают с МОП-транзисторами.

Параллельные усилители. Параллельное включение усилителей (рис. 4.20) увеличивает амплитуду сигнала в N раз, в то время как шумовая составляющая, являющаяся случайной величиной, возраста­ет только в N-2. В той же степени уменьшается дрейф нуля и влияние температурных коэффициентов отдельных усилителей. Усиление схе­мы определяется сопротивлением резистора R4. Для схемы из шести параллельных усилителей среднее значение шума составляет0,85 мкВ при шуме отдельного усилителя приблизительно в 2,2 мкВ. Приведенное ко входу напряжение сдвига равно 13 мкВ, а темпера­турный коэффициент при 25 °С составляет 0,2 мкВ/К.


Это соответст­вует зависимости N-2



                                          Рис. 4.18



                                          Рис. 4.19

Усилитель на микросхеме К284СС2А. Усилитель {рис. 4.21) имеет коэффициент усиления более 104. С помощью резистора R4 коэффи­циент передачи можно менять в пределах от 50 до максимального значения, равного примерно 104. Верхняя граничная частота равна 10 кГц. Режим по постоянному току осуществляется с помощью де­лителя R1 и R3 и стабилизатора напряжения, выполненного на эле­ментах R6 и VD1.

Интегральная микросхема может работать и при пониженных напряжениях источников питания. Вместо напряжения питания 12 В можно применить напряжение 4 В, предварительно заменив стабилитрон резистором (1,5 кОм) с параллельно включенным кон­денсатором (50 мкФ). Однако следует иметь в виду, что. максималь­ная амплитуда неискаженного сигнала в этом случае будет равна 0,5 В.



       Рис. 4.20



                   Рис. 4.21                      Рис. 422                                               Рис. 4 23

Микрофонный усилитель на микросхеме К224ПП1. Усилитель имеет коэффициент усиления 100. В нем осуществлена полная термостабилизация. Входное со­противление 2 кОм, а выходное — 500 Ом (рис. 4.22).

Микрофонный усилитель. Усилитель (рис. 4.23) питается от од­ного источника. Напряжение этого источника определяет максималь-ную амплитуду неискаженного выходного сигнала, т. е. при ±Ua, равном 4; 6; 8; 12; 15; 18; 24 и 30 В, Uвыx равно соответственно 0,4; 1,4; 1,7; 2,3; 3,2; 3,9; 5,2 и 6,5 В.

Снижение напряжения питания отрицательной полярности до 4 — 5 В приводит к уменьшению на несколько процентов коэффици­ента усиления. Уменьшение положительного напряжения приводит к уменьшению максимальной амплитуды выходного сигнала. При пониженном питании частотная характеристика остается без изме­нения.

Операционный усилитель с большим входным сопротивлением. Входное сопротивление ОУ К140УД1А можно повысить при включе­нии на входе микросхемы К101КТ1 (рис. 4.24).


В микросхему К101КТ1 входят два хорошо подобранных транзистора. Входное сопротивление составного ОУ может превышать 10 МОм. Входной ток менее 0,2 мкА. Частотная характеристика усилителя равномерна в полосе от 0 до 500 кГц при подключении вывода 8 к 5.

Операционный усилитель с малым выходным сопротивлением. Дополнительные транзисторы в схеме на рис. 4.25, несмотря на от­сутствие начального смещения, уменьшают выходное сопротивление ОУ до 100 Ом. При переходе сигнала через нуль на выходном сиг­нале образуется «ступенька» в 100 мВ. Без компенсирующих эле­ментов в схеме возникают колебания с частотой от 2 до 10 МГц. Ге­нерация срывается при R = 70 — 120 Ом и С= 100 пФ. Температурный дрейф нуля 20 мкВ/град. Коэффициент усиления K=R2/R1.



       Рис. 4.24                                  Рис. 4.25

Линейный ОУ. Линейность выходного сигнала ОУ нарушается с уменьшением нагрузки. Подключение двух транзисторов на выход усилителя (рис. 4.26) позволяет уменьшить выходное сопротивле­ние и увеличивают нагрузочную способность схемы. Два диода в базовой цепи транзисторов устра­няют порог открывания выходных транзисторов. Нелинейность

входной характеристики транзи­стора легко уменьшается ООС че­рез резисторы R1 и R2. Такое включение дополнительных тран­зисторов обеспечивает выходной ток до 100 мА.

Усилитель с управляемым ко­эффициентом передачи. Коэффи­циент передачи усилителя (рис. 4.27) меняется дискретно. Уп­равление осуществляется с по­мощью декады резисторов R3 — R7. Когда переключатель нахо­дится в положении I, декада под­ключена ко входу ОУ. На входе усилителя образуется делитель напряжения между резистором R1 и декадой. При подаче в ба­зу транзистора VT1 положитель­ного напряжения он открывается. В результате ко входу усилителя оказывается подключен делитель из резисторов R1 и R3. Коэффи­циент передачи схемы равен 0,5. При включении транзисторов VT2 — VT5 коэффициент передачи будет равен соответственно 0,25; 0,125; 0,0625 и т.


д.

Положение переключателя II включает декаду в цепь ООС. В этом случае включение тран­зисторов VT2 — VT5 реализует схе­му с коэффициентом усиления ОУ, равным 1, 2, 3 и т. д. Максималь­ный коэффициент усиления ра­вен 32. Амплитуда входного сиг­нала не должна превышать 5 В. Вместо транзисторов VT1 — VT5 может быть использована инте­гральная микросхема К198НТ1.



                   Рис. 4 26                      Рис. 4.27                                  Рис. 4.28



                                          Рис. 4 29

Управление с помощью поле­вых транзисторов коэффициентом усиления. С помощью полевых транзисторов, включенных в схему моста, можно в широких пределах-управлять коэффициентом переда­чи ОУ (рис. 4.28). Несмотря на то, что сопротивление сток — исток полевого транзистора нелинейно меняется от напряжения в затворе, в данной схеме линейность сохраняется, в широких пределах. Это достигается благодаря изменению в небольших пределах напряже­ния между истоком и стоком при большом диапазоне изменения сиг­нала. Коэффициент усиления схемы определяется по формуле Ky.u= =R4Uyпp/R2UЗИотc, где Uупр — управляющее напряжение на за­творе; Uзи отс — напряжение отсечки полевого транзистора.

Усилитель с диодной регулировкой коэффициента усиления. Ре­гулировка коэффициента усиления в схеме (рис. 4.29) осуществляется за счет изменения сопротивления кремниевого диода в зависимости от протекающего через него постоянного тока. Возможны два вари­анта включения диода: параллельно эмиттерному сопротивлению и параллельно коллекторному сопротивлению. В первом случае с уве­личением протекающего тока через диод или при увеличении напря­жения на диоде коэффициент усиления возрастает. Это связано с тем, что общее сопротивление в эмиттере транзистора для перемен­ного тока уменьшается. Во втором случае сопротивление диода, под­ключенного параллельно резистору R3, уменьшает коэффициент усиления с увеличением тока, протекающего через него.


Схема эффек­ тивно работает при входном сигнале не более 10 мВ. Управляющее напряжение меняется от 0 до 12 В. Это напряжение можно снизить, если уменьшить сопротивление резистора R5.



                   Рис. 4.30                                  Рис. 4.31

           

                               Рис 4.32                                                           Рис. 4.33

Малошумящий усилитель на интегральных микросхемах. Усили­тель состоит из двух микросхем (рис. 4.30). Полевой транзистор микросхемы DA1 обеспечивает входное сопротивление усилителя 20 МОм и емкость 2 пФ. Коэффициент усиления, равный 100, обеспечивается интегральной микросхемой DA2, в которой применена глубокая ООС При замкнутом входе собственный шум усилителя в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц не превышает 10 мкВ Неравно­мерность амплитудно-частотной характеристики в той же полосе не более 1,5%. На сопротивлении нагрузки 3 кОм схема создает вы­ходной сигнал с амплитудой до 2 В.

Предварительный усилитель на полевом транзисторе. Усилитель для емкостных датчиков (рис. 4.31) потребляет ток 10 мкА от источ­ника питания 3 В. В этой схеме полевой транзистор работает с коэф­фициентом передачи, равным приблизительно 5, а транзисторы VT2 a VT3 входят в составной повторитель. Напряжение отсечки полевого транзистора должно быть меньше 1 В. Входное сопротив­ление каскада равно 1 МОм, а выходное сопротивление приблизи­тельно 5 кОм. Напряжение шумов, приведенное ко входу менее 50 мкВ в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц

Составной каскад на полевом и биполярном транзисторах. Кас­кад (рис. 432) имеет коэффициент усиления, близкий к единице, большое входное и малое выходное сопротивления, приблизительно 200 Ом. На выходе повторителя (рис. 4.32, о) присутствует постоян­ное напряжение, определяемое потенциалом отсечки полевого тран­зистора. В схеме рис. 4.32,6 постоянная составляющая на выходе отсутствует. Она скомпенсирована подачей через резистор R3 под­питывающего напряжения от второго источника питания.


Посколь­ ку напряжение отсечки полевых транзисторов имеет разброс, то для каждого конкретного транзистора VT1 необходимо регулировать резистор R3.

Усилитель с динамической нагрузкой. Для увеличения коэффи­циента усиления на транзисторе VT2 (рис. 4.33, с) в качестве дина­мической нагрузки включены VT1 и КЗ. Эквивалентное сопротивле­ние нагрузки будет определяться выражением



где

Kу.и=R2/R3 — коэффициент передачи транзистора VT2 по постоян­ному току. Если принять R3=R2, то коэффициент усиления резко увеличивается и транзисторы входят в насыщение. Поэтому должно выполняться неравенство R2>R3. Для переменной составляющей сигнала сопротивление в цепи истока VT2 определяется емкостью конденсатора С, которая в свою очередь определяется полосой ча­стот входного сигнала.

Усилитель с большим коэффициентом усиления. При создания усилителей с большим входным сопротивлением и большим коэффи­циентом усиления необходимо уделять особое внимание его устойчи­вости. В частности, необходимо получать высокую степень развязки по цепям питания. Приведенная схема трехкаскадного усилителя (рис. 4 34) имеет хорошую развязку одного каскада от другого. В усилителе отсутствует ПОС, что достигнуто с помощью биполяр­ных транзисторов. Выходной сигнал каскада «развязан» от цепей пи­тания через большое выходное сопротивление биполярного транзи­стора. Кроме того, значительно ослаблена паразитная емкостная ОС через емкости коллектор — база и сток — затвор Между двумя последовательно включенными емкостями существует малое сопро­тивление перехода база — эмиттер биполярного транзистора.

Положительные свойства каскада позволяют создать шестикас-кадный УНЧ с коэффициентом усиления более 10е. На вход усилите­ля подается сигнал менее 1 мкВ от источника с внутренним сопро­тивлением 10 кОм. На выходе присутствует сигнал с амплитудой бо­лее 2 В. Для ослабления шумов между каскадами возможно при­менение узкополосных фильтров. Усилитель устойчиво работает при пульсации напряжения питания до 15 %.


Изменение напряжения питания не сказывается существенным образом на форме выходного сигнала и не проходит на выход схемы. Нестабильность питания ог­раничивает максимально возможную амплитуду выходного сигнала.

Трехкаскадный усилитель имеет полосу пропускания от 10 Гц до 100 кГц по уровню 0,9. Эффективное напряжение шума, приве­денное ко входу, при входном сопротивлении 100 кОм составляет 70 мкВ. Коэффициент усиления отдельного каскада на частотах свы­ше 10 Гц определяется по формуле Kу u1=RкS21Э и равняется при­близительно 20 На частотах ниже 10 Гп — по формуле Ку u2= (Rк+ +Хс)/Xc, Где Хс — 1/wСэ; h21э — коэффициент передачи по току би­полярного транзистора, a S — крутизна полевого транзистора. Для расширения полосы частот ниже 10 Гц необходимо увеличить ем­кость конденсатора С1 или увеличить сопротивление резистора R1. Однако увеличение сопротивления резистора R1 требует также уве­личения сопротивления резистора R4, чтобы избежать насыщения биполярного транзистора. С увеличением R4 уменьшается ток через полевой и биполярный транзисторы, что влечет за собой уменьше­ния и S Кроме того, начинают сказываться нелинейности вольт-амперной характеристики обоих транзисторов



                                                          Рис. 434

Уменьшение порога открывания составного эмиттерного повто­рителя. В схеме составного эмиттерного повторителя (рис 4 35) для уменьшения нелинейных искажений, связанных с порогом открывания транзисторов, включен транзистор VTL Напряжение между коллек­тором и эмиттером этого транзи­стора регулируется с помощью ре­зистора R1. В результате рабочее напряжение смещения транзисто­ров VT2 и VT3 становится ста­бильным и не зависит от ампли­туды -входного сигнала. Кроме того, повышается температурная стабилизация выходных транзи­сторов



                   Рис. 4.35                                  Рис 4.36

Усилитель с низкоомным вхо­дом. Схема усилителя (рис.436) состоит из двух транзисторов, где первый каскад собран по схеме с ОБ Усилитель имеет малое входное сопротивление.


Для схемы входным сигналом является ток, который определяется емкостью конденсатора. Коэффициент усиления описывается выражением К= =jwh2l3R2C при условии, что 1/wС>h11Б, где h11Б =10 Ом — вход­ное сопротивление транзистора в режиме с ОБ; A2i Э — коэффициент

передачи транзистора VT2. Усилитель для входного сигнала с часто­той 1 кГц имеет коэффициент усиления приблизительно 100. Выход­ной сигнал сдвинут по фазе на 90° по отношению к входному. Этот сдвиг сохраняется в диапазоне частот от 20 Гц до 1 МГц. При по­строении двух и более каскадов можно применить интегральные микросхемы с набором транзисторов.

6. УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ НА ТРАНЗИСТОРАХ

Малошумящий низкоомный предварительный усилитель.

Усилитель (рис. 437) имеет входное сопротивление 5 Ом. Низкое входное сопротивление каскада получено в результате применения в определенных отношениях ПОС и ООС. Часть эмиттерного сигна­ла транзистора VT2, поступающая на базу транзистора VT1, созда­ет ООС, а коллекторный сигнал транзистора VT3 — ПОС.

Низкое входное сопротивление усилителя позволяет значитель­но уменьшить шумы усилителя Спектральная платность собствен­ных шумов при разомкнутом входе составляет 2-10-4 мкВ/Гц. Ко­эффициент усиления каскада равен примерно 40. Полоса пропуска­ния определяется емкостью конденсатора С1.

Усилитель с непосредственной связью. Усилитель с непосредст­венной связью (рис. 4.38) имеет коэффициент усиления 100 — 8000. Нестабильность коэффициента усиления в диапазоне температур от — 15 до +50 °С не более 2 %. Уровень шумов при закороченном входе не более 5 мкВ. Эти характеристики усилителя обеспечивают­ся за счет глубокой ООС по постоянному току с помощью резистора R5. Малые напряжения между базами и коллекторами транзисторов обеспечивают низкий уровень шумов. Частотная характеристика уси-лителя в основном определяется входным конденсатором С1. Низ-шая граничная частота, на которой сигнал падает на 3 дБ, опреде­ляется по формуле f=0,2/СRВХ, где емкость — в микрофарадах, со­противление — в килоомах, частота — в герцах.


Входное сопротивле­ ние усилителя зависит от сопротивления резистора R5. Для различ­ных сопротивлений R5 в табл. 4.1 приведены значения входного со­противления и коэффициента усиления.



                   Рис. 4.37                                  Рис. 4.38

Таблица 4.1

R5, Ом	0	1	2	5	7	10	20	27
RВХ( кОм	2	5	8	15	18	25	35	50
К	8000	3700	2200	1200	900	740	250	150

Выходной неискаженный сигнал составляет 30 — 50 % от напря­жения источника питания. Для устранения возбуждения усилителя первые два каскада следует питать от стабилитрона или применять в цепи питания конденсатор емкостью более 100 мкФ. Регулировка усилителя осуществляется подбором сопротивления резистора R7. Напряжение в эмиттере транзистора VT4 должно равняться поло­вине напряжения питания.



Рис. 4.39

Малошумящнй усилитель с непосредственной связью. Усилитель (рис. 4.39), предназначен для усиления сигнала с головки магнитофона. Сигнал составляет несколь­ко милливольт. Коэффициент пе­редачи усилителя равен прибли­зительно 70 дБ. Максимальное выходное напряжение равно 6 В. Для уменьшения собственных шу­мов транзисторы работают в ре­жиме микротоков. Частотная ха­рактеристика усилителя может ре­гулироваться в широких пределах резистором R7. При этом меняет­ся верхняя граничная частота.

Широкополосный малошумя­щий усилитель. Усилитель (рис. 4.40) предназначен для работы с сигналами до 10 мВ и в полосе частот от 10 Гц до 30 кГц. Для уменьшения собственных шумов в двух первых каскадах применены высокочастотные транзисторы в режиме малых коллекторных токов. Ток транзистора VT1 равен 40 мкА, а ток транзистора VT2 — 100 мкА. Включение в третьем ка­скаде транзисторов разных типов проводимости упростило межка­скадное соединение и улучшило температурную стабильность. Вклю­чение в эмиттер транзистора VT3 стабилитрона позволило увеличить напряжение в коллекторе транзистора VT2 и тем самым увеличить коэффициент усиления усилителя.


Напряжение пробоя стабилитро­ на определяет динамический диапазон выходного сигнала. Коэффи­циент усиления может составлять до 5-104. В полосе пропускания уровень собственных шумов, приведенный ко входу, лежит в преде­лах от 1,5 до 2,5 мкВ.

Усилитель с большим входным сопротивлением. В усилителе (рис. 4.41) применена гальваническая связь между каскадами. Тран­зисторы VT1 — VT3 работают при нулевом напряжении коллектор — база. Параметры усилителя стабилизированы ООС через резистор R1. Рабочая точка траизистора VT1 устанавливается резисторами R4 и R5. Усилитель рассчитан на работу в диапазоне частот от50 Гц до 10 кГц. Коэффициент усиления равен 700 при входном со­противлении 50 кОм. Максимальная амплитуда входного сигнала равна 3 В. Напряжение шума на выходе менее 10 мкВ. Усилитель может работать при температуре от — 50 до +50 °С. При темпера­туре — 50° С коэффициент усиления уменьшается в два раза.



                   Рис. 4.40                                  Рис. 441

7. УСИЛИТЕЛИ С ЧАСТОТНО-ЗАВИСИМЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Усилитель с регулируемой в широком диапазоне частотной характеристикой. Регулировка частотной характеристики в схеме (рис. 4.42) осуществляется двумя резисторами: в области высоких частот — резистором R2, в области низких частот — резистором R4. На частоте 30 Гц коэффициент t усиления меняется от +19 до — 22 дБ, а на частоте 20 кГц — от +19 до — 19 дБ. Среднее поло­жение потенциометров дает равномерную частотную характеристи-. ку. При этом коэффициент усиления схемы равен 0,9. При выходном сигнале менее 250 мВ коэффициент гармоник менее 0,1 %, при 2В — - нелинейные искажения возрастают и становятся 0,9 % на частоте 12,5 кГц. Формы АЧХ при крайних положениях движков R2 и R4 показаны на графике рис. 4.42.

Широкополосный усилитель с управляемой частотной характери­стикой. Усилитель (рис. 4.43) имеет ступенчатую раздельную регу­лировку по низким и высоким частотам. Дискретность регулировки 2 дБ. Диапазон регулирования от — 12 до +12 дБ.


Коэффициент гармоник порядка 0,1 %. Полоса пропускания равна от 10 Гц до 200 кГц. Формы АЧХ при ступенчатом регулировании показаны на графике рис. 4.43.

Низкочастотный усилитель. Усилитель (рис. 4.44) имеет регули­руемую форму АЧХ и коэффициент усиления более 103. Он облада­ет минимальными нелинейными искажениями, которые получены за счет ООС через резистор R2. Для устранения самовозбуждения уси­лителя в схеме предусмотрены два конденсатора (С1 и С7). Преде­лы регулирования АЧХ проиллюстрированы на графике рис. 4.44.

Усилитель с регулируемой частотной характеристикой. Усилитель (рис. 4.45) имеет коэффициент усиления 20 дБ. На граничных ча­стотах 30 Гц и 20 кГц можно регулировать коэффициент усиления в диапазоне ±20 дБ. Выходной сигнал имеет нелинейность порядка 0,01 %. Максимальная амплитуда выходного сигнала 8 В.



                                           Рис. 4.42



                                          Рис. 4.43



                                          Рис. 4.44

Предварительный усилитель для магнитного звукоснимателя.

Усилитель (рис. 4.46) предназначен для выравнивания частотной характеристики магнитного звукоснимателя при стереофоническом воспроизведении звука. Совместно со звукоснимателем на выходе усилителя получается равномерная амплитудно-частотная характе­ристика в полосе от 20 Гц до 20 кГц. Для уменьшения собст­венных шумов усилителя оба транзистора работают в режиме микротоков. Коэффициент усиле­ния на частоте 1 кГц равен 36 дБ. Входное сопротивление усилите­ля равно 50 кОм. Частотная зави­симость коэффициента усиления приведена на графике рис. 4.46. Логарифмический усилитель с Динамическим диапазоном 60 дБ. Для получения логарифмического закона изменения выходного сигнала применяется усилитель с большим выходным сопротивлением, который работает на диод (рис. 4.47). Большое выходное сопротив­ление усилителя по переменному сигналу обеспечивается включением динамической нагрузки в цепь коллектора транзистора VT3 — со­ставного эмиттерного повторителя, в базовую.цепь которого подается выходной сигнал.


В результате этого в эмиттере транзистора VT2 будет сигнал, близкий к сигналу в коллекторе VT3. Через резистор R5 отсутствует ток сигнала. Получается эквивалентное сопротивле­ние около 250 — 500 кОм. С этим выходным сопротивлением усили­тель работает на диодную нагрузку. Диоды определяют логариф­мический закон изменения выходного сигнала. Зависимость UВых усилителя от UBi проиллюстрирована на графике рис. 4 47.



                   Рис. 4.45                                              Рис. 4.46

Суммирующий усилитель. Усилитель (рис. 4.48) позволяет под­ключить на вход три источника сигнала с различными выходными сопротивлениями. Ко Входу 1 подключают микрофон, выходной сигнал которого около 2 мВ. Звукосниматель с выходным сигналом 100 мВ подключают ко Входу 2. Магнитофон, выходной сигнал ко­торого 250 мВ, можно подключить ко Входу 3. Все датчики хоро­шо изолированы один относительно другого, поскольку на входе ОУ поддерживается нулевой уровень.

Модуляционный усилитель. Усилитель (рис 4 49) построен по принципу модуляция — демодуляция. Низкочастотный входной сигнал преобразуется в импульсный. Импульсный сигнал проходит че­рез три каскада усиления. На вы­ходе расположен синхронный де­тектор, который восстанавливает первоначальное состояние входно­го сигнала. При модуляции вход­ного сигнала возникают переход­ные процессы, которые искажают выходной сигнал. Искажения воз­никают из-за разделительных кон­денсаторов. Для устранения пере­ходных процессов в измеритель­ном усилителе, применяют цепи компенсации. Входной сигнал цепи компенсации проходит через эмиттерный повторитель, собранный из части микросхемы DA1, и подается на вход 2 дифференциального усилителя микросхемы К122УД1. На вход 1 подается модулирован­ный сигнал. Резистором R3 добииваются такого положения, при ко­тором постоянная составляющая в модулированном сигнале отсут­ствует. Так, если модулятор преобразует входной сигнал в импульс-сы одной полярности; то в результате действия цепей компенсации на выходе первого каскада усилителя действует уже двухполярный импульсный сигнал.


Таким образом, на переходных конденсаторах не происходит изменения напряжения при изменении амплитуды входного сигнала.



                                           Рис. 4.47                                              Рис. 4.48

Введение цепей компенсации не влияет на дрейф нуля усилителя Трехкаскадный усилитель имеет коэффициент усиления 1000, порог чувствительности 100 мкВ. Частота модуляции равна 40 кГц.

8. ЭЛЕКТРОМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ

Двухкаскадный электрометрический усилитель. Усилитель состоит из двух звеньев (рис. 4.50) — интегрирующего на DA1 и VT и пропорционально интегро-дифференцирующего DA2 Выходное напряжение связано с входным током, протекающим через R1, выра­жением Uвых = IBxR5C2/C1. Измеряемый входной ток вызывает линей­ное изменение напряжения на выходе ОУ DA1, причем скорость из-менения пропорциональна входному току и обратно лропорциональна емкости конденсатора С1, Второе звено в пределах действия диф­ференцирующей цепи R5С2 проводит дифференцирование выходного напряжения усилителя DA1.

Временной дрейф входного тока за 24 ч составляет 5-10-17 А, а температурный дрейф равен 5-10-18 А/град. Полоса усиливаемых частот определяется соотношением трех постоянных времени y?tC,, К5С2 и R4C3. Зависимость двойной амплитуды шумового тока, при­веденного ко входу, от полосы пропускания приведена на графике рис. 4.50.

Для удовлетворительной работы схемы следует использовать конденсаторы с минимальными утечками. Для устранения перегруз­ки усилителя желательно применение устройства автоматического сброса напряжения на интегрирующих конденсаторах, наличие ко­торого проиллюстрировано контактами K1 и К.2, включенными па­раллельно С1 и СЗ.



Рис 4.49

 

Термостабильный электрометрический усилитель. Электрометри­ческий усилитель (рис 451) позволяет измерять минимальный ток 10~5 А При этом выходное напряжение составляет около 50 мВ Усилитель содержит входной каскад на сборке полевых транзисторов DA1 и ОУ DA2 в дифференциальном включении Для балансировки схемы служат потенциометры R5 и R10 Для повышения стабиль­ности схемы желательно к выводу 8 микросхемы DA1 подключать резисторы, аналогичные подключенным к выводу 6 Это приводит к полной балансировке входных транзисторов Временной дрейф схемы равен 20 мВ/ч, а температурный — 5 мВ/град



Усилитель с компенсацией. Усилитель (рис. 4 52) усиливает сиг­налы в широкой полосе частот. Верхняя граничная частота опреде­ляется сопротивлением резистора R1. Расширение частотного диапа­зона получено за счет уменьшения емкости затвор — сток транзис­тора VT1. Это достигается тем, что через стабилитрон VD1 с выхо­да усилителя на сток транзистора VT1 подано напряжение ООС. Схема обладает входным сопротивлением более 1010 Ом



                                                          Рис. 4.50

Усилитель с регулируемой ООС. Усилитель (рис. 4.53) при коэффициенте усиления в преде­лах 10 обладает входным сопро­тивлением более 1010 Ом. Коэффи­циент усиления может меняться в. достаточно широких пределах с помощью потенциометра R5. Фор­ма АЧХ усилителя в зависимости от сопротивления R0 проиллюст­рирована графиках рис 453. В полосе 50 кГц напряжение шу­ма усилителя равно 1 — 2 мкВ. При использовании вместо микро­схемы DA1 полевых транзисторов типа КПЗОЗВ не рекомендуется устанавливать коэффициент уси­ления более 10. В этом случае не­обходимо также обращать вни­мание на температурный и вре­менной дрейфы.

Простой мостовой электрометрический усилитель. Электрометри­ческий усилитель (рис. 4.54) состоит из транзисторно-резистор­ного моста и усилителя на микросхеме и позволяет измерять входной ток до 2-10-15 А. В усилителе применен полевой транзистои VT, входное сопротивление которого более 10й Ом. Динамический диа­пазон входного напряжения ±0,7 В. Коэффициент усиления схемы равен 10. Верхняя граничная частота усилителя зависит от выход­ного сопротивления генератора сигнала и входной емкости полевого транзистора VT.

Мостовой электрометрический усилитель. Усилитель собран по мостовой схеме (рис. 4.55), в одно плечо которого включен полевой транзистор VT. Для уменьшения температурного.дрейфа усилителя в схему введены элементы подстройки режима работы полевого транзистора и балансировки моста. Напряжение на истоке транзисто­ра устанавливается с помощью подстроечного резистора R3. Баланси­ровка моста осуществляется подстроечным резистором R4 В схеме моста желательно использовать резисторы с малым температурным дрейфом.


При использовании проволочных резисторов, вызывающихтемпературный дрейф выходного напряжения 700 мкВ/град, что зна­чительно выше температурного дрейфа от полевого транзистора (4 — 7 мкВ/град), компенсации температурного дрейфа следует доби­ваться с помощью терморезистора R6. В этом случае температурный дрейф может быть снижен до 40 мкВ/град.

 

                                          Рис. 4.51



                                          Рис. 4.52



                               Рис. 4.53                                                          Рис. 4.64



                   Рис. 4.55                                                          Рис. 4.56

Выходной сигнал моста усиливается микросхемой, необходимый коэффициент усиления которой устанавливается резистором R7. Вся схема охвачена общей ООС. Эта связь осуществляется резисторами R1 и R8 — R10. Усилитель может быть использован для измерения тиков порядка 10-13 — 10~12 А. Чувствительность схемы равна 3-10-14 А при соотношении сигнал-шум, равном 3. Диапазон вход­ных напряжений 0,6 — 6 В. Температурный дрейф 40 мкВ/град. Вре­менной дрейф 10-18 А, ч. Полоса пропускания 0 — 7 Гц. Кроме интег­ральной микросхемы К140УД1Б в устройстве можно применить мик­росхему К153УД1.

Электрометрический усилитель. Электрометрический усилитель (рис. 4.56) позволяет измерять входные токи 5- 10-16 — 5-10~12 А. На входе усилителя применен полевой транзистор VT в схеме истокового повторителя. Сигнал с истока полевого транзистора подается на вход ОУ. Для уменьшения временного и температурного дрейфов полево­го транзистора ток через него (0,3 мА) стабилизирован резисторами R1 и R2 и стабилитроном VD1. Сопротивление резистора R2 следует подбирать с учетом разброса параметров полевого транзистора. Для получения малой рассеиваемой мощности транзистором VT потен­циал стока ограничивается стабилитроном VD2. Выходной сигнал полевого транзистора подается на инвертирующий вход интеграль­ной микросхемы. На неинвертиующий вход этой микросхемы пода­ется постоянное напряжение, с помощью которого согласуются входы усилителя по постоянному уровню.


Резистор R8 осуществля­ет грубую, резистор R7 — плавную балансировку ОУ. Для уменьше­ния статического заряда в цепи затвора полевого транзистора слу­жит резистор R4 Параллельно этому резистору может быть включе­на цепочка R5, С1, которая увеличивает коэффициент усиления и расширяет полосу пропускания усилителя. Постоянная времени при этом уменьшается с 0,1 до 15 мс. С расширением полосы шум уси­лителя увеличивается до 2-10~15 А (для узкой полосы он не превы­шает 8-10~1в А). Максимальное выходное напряжение ±5 В. Дрейф нуля составляет 0,9 мВ в диапазоне температур 20° — 45° С. Времен­ной дрейф ±0,9 мВ/ч.



                                          Рис. 4.57

Дифференциальный электрометрический усилитель. Входной кас­кад усилителя (рис. 4.57) выполнен по дифференциальной схеме на полевых транзисторах. Для стабилизации параметров усилителя при­менена 100%-ная ООС. При разомкнутой цепи ОС коэффициент усиления составляет 104. Постоянная времени входной цепи для R1=1012 Ом равна 0,1 с, а для R1=10М Ом — 10 с. Такого же поряд­ка выбирается постоянная времени на выходе ОУ. Временной дрейф за 1 ч равен 0,5 мВ для R1=1012 Ом и 3 мВ для R1=104 Ом. Темпе­ратурный дрейф в диапазоне от — 30 до 4-50 °С менее 0,1 мВ/град при R1=1012 Ом. Шумы на выходе составляют 1,5 мВ для Rl = = 1012 Ом и 3 м.В для R1=1014 Ом. Пороговая чувствительность для 1012 Ом составляет 1,5-10-15 А, а для 1014 Ом — 3-1Q-17 А. При за­мене микросхемы К140УД1Б на микросхему К153УД1 в два раза увеличивается шумовая составляющая сигнала на выходе схемы.

Повторитель напряжения. Повторитель (рис. 4.58) собран на двух интегральных микросхемах. Предварительный дифференциаль ный каскад выполнен на сборке полевых транзисторов DA1. Входное сопротивление его равно 2-109 Ом. Для стабилизации режима поло­вых транзисторов по току в цепь истоков включен генератор тока на транзисторе VT. Температурная стабилизация коллекторного тока транзистора VT осуществляется с помощью диода VD1. Выходной сигнал дифференциального каскада поступает на входы ОУ.


Связь выхода ОУ с затвором правого ( по схеме) полевого транзистора обеспечивает 100%-ную ООС. Для устранения самовозбуждения в схему введены две корректирующие цепочки, состоящие из эле­ментов R7, Cl, C2, СЗ. При разомкнутой ОС общий коэффициент усиления составляет 80 дБ. Верхняя частота полосы пропускание равна 50 кГц. Коэффициент ослабления синфазного входного напря­жения не менее 70 дБ. а температурный дрейф не более 5 мкВ/град. Усилитель с ООС. Усилитель (рис. 4.59) имеет входное сопротив­ление 5 МОм при полосе пропускания от 2 Гц до 100 кГц. Коэффи­циент усиления не менее 103. Максимальная амплитуда неискаженно го выходного сигнала 5 В. Усилитель устойчиво работает в диапазоне температур от — 20 до +60 °С. Стабильность параметров усилителя достигнута полной ООС по постоянному току. Полоса пропускания может быть уменьшена изменением параметров цепочки R6, С2. Транзисторы VT1 и VT2 могут быть заменены на интегральную мик­росхему К504НТ4, в которой транзисторы незначительно отличаются между собой по параметрам. Это позволит значительно улучшить параметры усилителя. Кроме того, транзисторы VT3 — VT5 можно заменить микросхемой К198НТ4. При замене транзисторов микро­схемой необходимо уменьшить напряжение питания.



                   Рис. 4.58                                  Рнс. 4.59

9. УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННЫМИ СВЯЗЯМИ

Широкополосный усилитель на микросхеме К140УД5А. Уси­литель (рис. 4.60) имеет полосу пропускания от 20 Гц до 2 МГц. Максимальный коэффициент усиления схемы равен 100, при коэффи­циенте усиления каждого каскада 10 раз. Введение в схему аттенюа­тора позволяет регулировать коэффициент усиления дискретно с ша­гом 10. Для устранения самовозбуждения ОУ должны быть включе­ны следующие корректирующие элементы: между выводами 2 и 4 — конденсатор емкостью 18 пФ и между выводами 2 и 12 — емкостью 56 пФ.



                                           Рис. 4.60                                                          Рис. 4.61



Широкополосный предусилитель. Сигнал на вход усилителя (рис. 4.61) поступает от датчика с большим внутренним сопротивле­ нием через кабель. Емкость кабеля значительно ограничивает полосу частот передаваемого сигнала. Для компенсации емкости на экранипирующую оплетку кабеля пода­стся выходной сигнал. Для защи­ты or внешних помех кабель по­мещается в дополнительный эк­ран. Такая схемная нейтрализация емкости кабеля позволяет расши­рить полосу пропускания усили­теля до 30 кГц при выходном со­противлении датчика около 10 МОм.

Входной сигнал с централь­ной жилы кабеля поступает на за­твор истокового повторителя на VT1, нагрузкой которого является транзистор VT2. Применение ди­намической нагрузки у полевого транзистора позволяет получить входное сопротивление усилителя более 50 МОм. К выходу нстоко-вого повторителя подключается, усилитель на транзисторах VT3 и VT4, охваченных ООС. Коэффициенты усиления каскада на VT3, VT4 устанавливается резистором R6. С выхода этого усилителя сиг­нал ООС подается на внутренний экран кабеля. Степень компенса­ции зависит от коэффициента усиления на VT3, VT4. Емкость кабе­ля ослабляется в 1/(1 — K) раз, где К близок к 1. В результате можно получить эквивалентную емкость на входе кабеля не более 1 пФ. Уровень собственных шумов усилителя не превышает 200 мкВ, динамический диапазон — 1,5 В, полоса пропускания 1 Гц — 30 кГц. Повторитель с большим динамическим диапазоном. Истоковый повторитель (рис. 4.62) имеет входное сопротивление более 10Э Ом и входную емкость менее 2 иФ. Большой диапазон входных сигналов (около 240 В) достигается применением высоковольтного источника и соответствующих транзисторов. Полевой транзистор питается от дополнительного источника Ua. Поскольку один вывод источника Е подключен к выходу, то образуется следящая ОС, которая уменьша­ет емкость затвор — сток.

Истоковыи повторитель. Повторитель сигналов (рис. 4.63) имеет входное сопротивление около 1010 Ом. Коэффициент передачи равен 0,998, Входной каскад повторителя построен на полевом транзисторе, к выходу которого подключен составной эмиттерный повторитель на транзисторах VT2 и VT3. Для стабилизации работы входного кас­када на VTJ в сток включен генератор тока на транзисторе VT4, напряжение на базе которого застабилизировано диодом VD1 и введена цепочка стабилитронов VD2, VD3. Диод VD2 позволяет обеспечить постоянную разность потенциалов между затвором и стоком при изменениях входного напряжения на затворе.


Диод VD3 стабилизирует напряжение на резистор R3 и, следовательно, ток стока транзистора VT1. Ток стока транзистора VT1 выбирают на порядок меньше тока, протекающего через диоды VD2 и VD3. Гальваническая связь всех элементов позволяет использовать схему для передачи сигналов низких и инфранизких частот. Входной сиг­нал не должен превышать 2 В.



                   Рис. 4.62                      Рис. 4.63                                  Рис. 4.64



                          Рис. 4.65

Малошумящий предусилитель. На входе усилителя (рис. 4.64) применен полевой транзистор в схеме ОИ. Второй каскад выполнен на биполярном транзисторе по схеме ОЭ. В усилителе две петли ООС. С коллектора транзистора VT2 через цепочку R6, СЗ сигнал ОС подается в исток полевого транзистора, а с истока через кон­денсатор С2 и резистор R3 — на затвор VTL Наличие второй ООС позволяет увеличить входное сопротивление усилителя до десятков мегаом и существенно уменьшить входную емкость. Значение вход­ной емкости ограничивается емкостью монтажа и лежит в пределах 5 — 10 пФ. Коэффициент усиления схемы может быть выбран в ши­роких пределах — от 1 до 100, при этом сответственно меняется и верхняя граничная частота полосы пропускания. Для коэффициента усиления, равного 4, полоса пропускания составляет 100 Гц — 40 МГц. Уровень шумов, приведенный ко входу, равен 100 мкВ при входном сопротивлении 30 МОм. Максимальное выходное напряже­ние равно ±1,5 В при коэффициенте гармоник не более 5 %. Диа­пазон температур от — 60 до +60 °С.

10. МНОГОКАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с нейтрализацией. Усилитель на полевых транзи­сторах (рис. 4.65) работает в широком диапазоне температур от — 196 до +85 °С. Режим по постоянному току устанавливается ре­зисторами автосмещения R3, R6 и R8 таким образом, чтобы рабочая точка полевых транзисторов соответствовала минимальному температурному дрейфу тока стока Полоса пропускания усилителя равна 10 Гц — 1 МГц. Широкополосность обеспечивается малой входной емкостью.


Уменьшение влияния емкости полевого транзистора до­стигается нейтрализацией, осуществляемой за счет ООС в исток и сток входного транзистора. Входная емкость лежит в пределах 1 — 2 пФ. Шумы усилителя эквивалентны сопротивлению 10 кОм для температуры 77 К и 50 кОм для температуры 293 К. Входное сопро­тивление усилителя около 8 МОм, а выходное — около 100 Ом.

Транзисторный широкополосный усилитель. Коэффициент усиле­ния усилителя (рис. 4.66) в полосе частот от 5 Гц до 15 МГц состав­ляет около 15 дБ. Усилитель охвачен глубокой ООС, что обеспечи­вает стабильность его основных характеристик. Защита от самовоз­буждения обеспечивается выбором необходимых соотношений посто­янных времени каскадов. Для уменьшения нижней граничной частоты полосы пропускания применяется полевой транзистор, обеспечиваю­щий входное сопротивление около 2 МОм. Большое входное сопро­тивление каскада позволяет уменьшить емкость конденсатора С1. Нагрузкой цепи стока полевого транзистора VT2 является генера­тор тока на транзисторе VT1. Эта динамическая нагрузка дает возможность увеличить усиление первого каскада и тем самым глу­бину ООС. Кроме того, эта же нагрузка позволяет уменьшить нелинейные искажения входного каскада и довести их до 0,2 % в полосе частот до 3 МГц. Для уменьшения выходного сопротивле­ния входного каскада применяется эмиттерный повторитель на тран­зисторе VJ3. Транзистор VT4 увеличивает общий коэффициент уси­ления и обеспечивает необходимый базовый ток транзистора VT5, который работает на низкоомную нагрузку. Усилитель работает в диапазоне температур от — 10 до +50 °С.

Усилитель с непосредственной связью. В усилителе (рис. 4.67) используется непосредственная связь между каскадами. Коллектор­ные токи транзисторов относительно невелики. В этой связи шумы усилителя сведены к минимуму и составляют приблизительно 10 мкВ в полосе частот от 2 Гц до 100 кГц. Наличие полевого транзистора в первом каскаде позволяет получить входное сопротивление около 5 МОм.


В случае необходимости увеличения входного сопротивления следует изменить сопротивление резистора R1. Шумы усилителя в этом случае возрастут. Ко­эффициент усиления можно ме­нять от 100 до 4000 подстроеч-ным резистором R7. Исключе­ние из схемы конденсатора С1 позволяет использовать усили­тель для передачи сигналов по­стоянного тока. При этом дрейф составит 1,5 мВ за 8ч работы.



                               Рис. 4.66                                              Рис. 4.67



                                                          Рис. 4.68

Чувствительный усилитель. Схема (рис. 4.68) предназна­чена для усиления сигналов в диапазоне частот от 100 Гц до 1,2 МГц; коэффициент уси­ления порядка 104. Входной шум при сопротивлении гене­ратора 5 кОм равен 40 мкВ, максимальный выходной сигнал 1,5 В, входное сопротивление 2,5 МОм. Схема содержит пять каска­дов усиления. Входной каскад на полевом транзисторе VT1 выпол­нен по схеме с ОИ. Два последующих каскада собраны по идентич­ной схеме. В этой схеме для стабилизации параметров усилителя применены две цепи ООС через резисторы R3 и R6, R12 и R15.



                                           Рис. 4.69

Последний каскад с ОС через R20 обеспечивает усиление около 20 и малое выходное сопротивление. Вместо дискретных компонентов возможно применение интегральной микросхемы К122УС1.

Широкополосный усилитель. Усилитель состоит из трех каскадов (рис. 4.69). Каждый каскад имеет коэффициент усиления около 30. Полоса пропускания усилителя от 1 кГц до 1 МГц. При использова­нии транзисторов с более высокой граничной частотой, например КТ360 и КТ324, полоса пропускания может быть расширена до 100 МГц. Несмотря на то, что общий коэффициент усиления более 2-104, усилитель устойчив. Это происходит, в частности, за счет того, что каждый каскад питается от отдельного источника питания. Принцип построения усилителя можно использовать при создании ре­зонансного усилителя с большим коэффициентом усиления.



II. КАБЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Усилитель с низкоомным выходом. Усилитель (рис. 4.70) предназначен для работы на кабель с волновым сопротивлением 50 Ом. Коэффициент усиления равен единице. Максимальная ампли­туда входного сигнала около 10 В. С помощью резистора R3 уста­навливается нулевое напряжение на выходе. Входное сопротивление каскада более 50 кОм. Полоса пропускания усилителя более 10 МГц.

Транзисторы VT1 и VT3 находятся в открытом состоянии. При достаточно близких параметрах транзисторов на входе схемы полу­чается потенциал, практически равный нулю. В то же время паде­ние напряжения на базо-эмиттерном переходе транзистора VT1 слу­жит открывающим потенциалом для транзистора VT2. Аналогичным образом связаны и транзисторы VT3 и VT4. По этой причине на выходе схемы отсутствует «ступенька» напряжения при переходе входного сигнала через нулевой уровень. Для устранения постоян­ного напряжения на выходе схемы, возникающего из-за разброса сопротивлений резисторов и параметров транзисторов, служат потен­циометр R5 и резистор R4.

Микрофонный усилитель. Усилитель (рис. 4.71) располагается в непосредственной близости от микрофона. Выходной сигнал усили­теля снимается с резистора R4. Смещение в базу транзистора VT1 и температурная стабилизация усилителя обеспечиваются делителем R2 и R3. Резистор R1 является нагрузкой первого каскада и одно временно осуществляет ООС во втором каскаде. Обратная связь снижает нелинейные искажения и обеспечивает выходное сопротив­ление около 600 Ом. Нижняя граничная частота усилителя равна 16 Гц. Общий коэффициент усиления схемы (150 — 250) зависит от коэффициента передачи применяемых транзисторов.



                   Рис. 4.70                                  Рис. 4.71

 

Выносные предварительные усилители. Для передачи сигналов датчиков, удаленных от измерительных устройств, применяются уси­лители (рис. 4.72), выходной сигнал которых и напряжение питания к которым проходят по одним и тем же проводам.


Во всех усилите­ лях нагрузка помещена на конце кабеля, а ток от источника питания проходит через нагрузочный резистор.

На рис. 4.72, а приведена простая схема усилителя со 100 %-ной ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно Rвx= =2-103 МОм, Свх=2,5 пФ. Коэффициент передачи в диапазоне частот от 10 Гц до 50 МГц лежит в пределах 0,9 — 0,92. Шумы усилителя в полосе частот от 5 Гц до 300 кГц равны 10 мкВ для замкнутого входа, а при входной емкости 100 пФ — 12 мкВ. Для уменьшения внешних наводок на входные цепи необходима тщательная экрани­ровка усилителя и использование на печатной плате компенсационных дорожек.

В схеме усилителя на рис. 4.72, б для компенсации входной емко­сти полевого транзистора применена динамическая нагрузка, выпол­ненная на транзисторе VT2. Введение этого транзистора значительно увеличивает глубину ООС. Входное полное сопротивление усилителя равно Rвх>3-103 МОм, Свх<1,1 пФ. Коэффициент усиления близок к единице.



                                                          Рис 4.72

Применение в схеме рис. 4.72, в дополнительного усилительного каскада на транзисторе VT3 в петле ОС ведет к сужению полосы пропускания, которая в данном случае составляет от 5 Гц до 7 МГц. Коэффициент передачи близок к единице. Входное сопротивление на низких частотах 8-103 МОм, а входная емкость до частоты 1 МГц не превышает 0,09 пФ. Шум в полосе частот 5 Гц — 300 кГц равен 8 мкВ при замкнутом входе. При входной емкости 100 пФ шум не увеличивается. Однако для емкости 10 пФ шум равен 30 мкВ, при 1 пФ — 200 мкВ.

На входе усилителя, изображенного на рис. 4.72,г, отсутствует входной разделительный конденсатор. Этот усилитель имеет коэффи­циент усиления 12, входное сопротивление 500 МОм и входную емкость 2,7 пФ. Полоса пропускания ограничена частотой 1 МГц, поскольку применены низкочастотные полевые транзисторы. Уровень собственных шумов при емкости на входе 100 пФ равен 30 мкВ.

Схема усилителя рис. 4.72, д состоит из двух каскадов: истоко-вый повторитель — транзистор VT1 и усилителя на составном тран­зисторе с полной ООС.


Напряжение между истоком и стоком поле­ вого транзистора не превышает падения напряжения на переходе база — эмиттер транзистора VT2. Малое напряжение сток — исток полевого транзистора позволяет существенно уменьшить шумы уси­лителя в области низких частот. Основные параметры усилителя: входное сопротивление 800 МОм, входная емкость 0,5 пФ, коэффи­циент усиления 0,98 в диапазоне частот от 10 Гц до 1 МГц, напря­жение шума 35 мкВ.

Антенный усилитель. Двухтранзисторный усилитель (рис. 4.73, а) предназначен для работы в полосе частот от 100 кГц до 35 МГц. Усиление сигнала осуществляется транзистором VT1. Транзистор VT2 служит для уменьшения емкости нагрузки VT1 и стабилизации коэффициента усиления. Непо­средственная связь между тран­зисторами и с выхода усилителя на базу VT1 при R4 стабилизи­рует режим работы усилителя как по постоянному, так и по перемен­ному токам. Форма амплитудно-частотной характеристики усили­теля зависит от емкости конден­сатора СЗ. Эта зависимость пока­зана на рис. 4.73, в. Меняя ем­кость конденсатора, можно до­биться неравномерности частотной характеристики менее ±3 дБ. Влияние емкости конденсатора СЗ на амплитудную характеристику проиллюстрировано на рис. 4.73, б.



                                                          Рис. 4.73                                                                  Рис. 4.74

Согласующий каскад. При передаче импульсных сигналов через кабель уделяется большое внимание согласованию кабеля по входу и выходу. Если кабель не оканчивается согласованной нагрузкой, то одиночный импульс отражается в нем несколько раз. Чтобы изба­виться от рассогласования, необходимо применить на выходе кабеля диодные ограничители. Когда импульсный сигнал с амплитудой 5 В приходит на базу выходного транзистора, то отраженный сигнал ограничивается диодом VD1 (рис. 4.74). Уничтожение паразитных выбросов отрицательной полярности осуществляется диодом VD2. Наличие двух диодов на выходе кабеля позволяет согласовать сиг­налы, передаваемые интегральной микросхемой на вход другой мик­росхемы.



12. МОСТОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Гальванометр. Прибор (рис. 4 75) предназначен для изме­рения токов от 0, 2 нА. Усилитель постоянного тока собран по диф­ференциальной схеме на полевых транзисторах. Измерительный при­бор включен между истоками полевых транзисторов. Для уменьше­ния наводок переменного тока к затвору транзистора VTJ подклю­чена цепочка Cl, R2. Балансировка схемы осуществляется резисто­ром R4. Компенсация влияния тока затвора VT1 реализуется пода­чей с подстроечного резистора R7 в цепь затвора VT1 через R1 на­пряжения подпитки. Для измерения токов 10 нА на вход необходи­мо подключить резистор с сопротивлением 100 МОм, для 100 нА — 10 МОм, для 1 мкА — 1 МОм, для 10 мкА — 100 кО.м. Падение напряжения на входном резисторе не более 1 В.



                   Рис. 4.75                                  Рис. 4.76

Для уменьшения температурного дрейфа в схеме целесообразно применить согласованные по параметрам полевые транзисторы, ко­торые находятся в микросхемах К504НТ1 — К504НТ4 с любым бук­венным индексом.

Милливольтметр. Прибор (рис. 4.76) переменного напряжения имеет входное сопротивление 2 МОм. Чувствительность определяется коэффициентом усиления, максимальное значения которого равно 10. В случае необходимости усиление можно увеличить за счет умень­шения сопротивления резистора R4.

Дифференциальный электрометрический усилитель. С помощью усилителя (рис. 4.77) можно измерять токи до 10-10 А. Входное сопротивление равно 1 ГОм, так что от максимального тока на нем развивается напряжение 100 мВ. Это напряжение подается на изме­рительную схему. С помощью резистора R4 устанавливается предел измерения. Нуль измерительного прибора или баланс усилителя осу­ществляется резистором R5, Верхний предел измеряемого тока можно увеличить, уменьшив включаемое на входе сопротивление. Суммарная погрешность усилителя не превышает 3 %.

Приставка для измерения малых токов. Измеритель (рис. 4.78) собран по схеме дифференциального усилителя с полевыми транзис­торами на входе.


На выходе схемы стоит стрелочный прибор с пре­делом измерения 100 мкА. Большое входное сопротивление полевых транзисторов позволяет измерять токи до 10~8 А. Пределы измере­ния можно менять, подключая различные входные резисторы R1. В этом случае необходимо менять и резистор R8, который включен последовательно со стрелочным прибором.

Для уменьшения чувствительности усилителя к посторонним по­мехам и наводкам его входная цепь включена по параллельной ба­лансной схеме с введением в цепь истока стабилизатора тока, постро­енного на транзисторе VT5. Такое схемное решение позволило полу­чить подавление синфазных помех более 80 дБ. С целью ограничения случайных перегрузок измерительного прибора к выходу подключают два параллельно соединенных диода. Они замыкают накоротко выход-при напряжении на них любой полярности, превышающем 0,5 В. Для уменьшения ошибки измерения тока конденсатор во входной цепи должен иметь сопротивление изоляции более 1013 Ом. Указанные на схеме сопротивления резисторов R3, R9 и R16 соответствуют напря­жению отсечки полевых транзисторов, равному 1,5 В. В этом случае напряжение смещения на затворе, соответствующее термостабиль­ной точке, составляет примерно 0,8 В, а ток покоя стока равен 0.7 мА. Для других параметров полевых транзисторов сопротивле­ния резисторов, отмеченных звездочкой, должны быть подобраны Вольтметры на полевых транзисторах. Простои вольтметр посто­янного тока (рис. 4.79,а) позволяет измерять напряжения от — 1 до + 1 В. Входное сопротивление более 100 МОм. При нулевом напря­жении на входе через измерительный прибор протекает ток, значение которого регулируется резистором R2. С помощью этого резистора -стрелка прибора устанавливается в середине шкалы.



                               Рис. 4.77



                                                          Рис. 4.78

Для компенсации тока покоя полевого транзистора возможно применение мостовой схемы (рис. 4.79,6). Одно плечо моста образо­вано полевым транзистором, а другие — резисторами R2 R4__R6



С помощью резистора R5 устанавливается нулевое положение стрел­ки измерительного прибора. Положение рабочей точки транзистора задается смещением на затворе с помощью резистора R6 Полное отклонение стрелки прибора соответствует подаче на вход напряже­ния 0,3 В. Пределы измерений можно менять подбором резистора R3. Для увеличения чувствительности вольтметра в два раза можно применить схему с двумя полевыми транзисторами (рис 4 79 в)



                                          Рис. 4.79

 

Эта симметричная мостовая схема нечувствительна к изменению пи-тающего напряжения.

Дифференциальный измеритель малых токов. Схема (рис. 4.80, а) позволяет измерять ток до 10-14 А, Это достигнуто благода­ря использованию в схеме полевых транзисторов VT1 и VT2 с изо­лированным затвором. Биполярные транзисторы уменьшают выход­ное сопротивление каскада. С помощью резистора R3 балансируют­ся плечи моста. Пределы измерения можно регулировать резистором R4 При хорошо подобранных полевых транзисторах схема нечувст­вительна к изменению питающего напряжения. При значительных IКБО транзисторов в VT3 и VT4 целесообразно ввести резисторы сопротивлением 3 кОм между базой и эмиттером.

 



                                                          Рис. 4.80

В схеме pud. 4.80, б применены полевые транзисторы, которые имеют входной ток 10~9 А. Начальный ток стока при £УСи =1,5 В и УЗН =0 равен примерно 500 мкА. Крутизна равна 0,2.

13. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Повторители с большим входным сопротивлением. На рис. 4.81,а изображен повторитель с входным сопротивлением 220 МОм. В этом повторителе для температурной стабилизации в цепь истока включен генератор тока. Ток стока полевого транзисто­ра соответствует его термостабильной точке. Следует учесть, что протекающий через полевой транзистор ток меняется в зависимости от входного сигнала. Нагрузочная способность схемы определяется транзистором VT2. Выходное сопротивление каскада менее 10 Ом. Напряжение входного сигнала ±6 В.


Частотный диапазон работы от 0 до 106 Гц. Температурный дрейф нуля равен 100 мкВ/град.



                                                          Рис. 4.81



                                                          Рис. 4.82

Усилитель на рис. 4.81,6 имеет коэффициент усиления от 10 до 100 в зависимости от сопротивления резистора R9 в цепи ООС. Установка нулевого значения постоянного напряжения на выходе осуществляется резистором R2. Диапазон изменения входного сиг­нала от — 1 до +1 В. Частотный диапазон работы схемы от 0 до 1 МГц. Выходное сопротивление равно 10 Ом. Температурный дрейф нуля составляет 50 мкВ/град.

Широкополосный усилитель. Усилитель (рис. 4.82) построен на двухсоставных повторителях на транзисторах VTJ, VT2 и VT5, VT6. За счет глубокой ООС осуществляется компенсация емкости затвор — исток полевого транзистора. Эта компенсация позволяет поднять граничную частоту повторителя до 1 МГц. Дифференциаль­ный сигнал с повторителей подается на усилитель, который объеди­няет выходы. Коэффициент усиления определяется отношением ре­зисторов R6/R5.



                               Рис. 4.83                                                          Рис. 484



                          Рис. 485

Пиковый вольтметр. При­бор (рис. 4.83) имеет чувстви­тельность 20 мВ при полном отклонении стрелки измери­тельного прибора. Полоса про­пускания устройства от 2 Гц до 10 кГц.

Измеритель малых сигналов. Измеритель (рис. 4.84) построен на ОУ, в цепи ОС которого включен диодный мост. Входное напря­жение на неинвертированном входе будет скомпенсировано напря­жением ОС на инвертированном входе. Ток, протекающий в цепи ОС, равен UBX/R1. Индикаторный прибор с пределом измерения Imах= = 100 мкА регистрирует входные сигналы с амплитудой UBХ=R1Imax, т (.-. (У„х — 1 кОм-100 мкА=0,1 В. Чтобы уменьшить минимально иозможный входной сигнал, необходимо уменьшить сопротивление резистора RI. Так, для R1 = 10 Ом UBx=l мВ. Амплитуда выходного сигнала ОУ равно 0,9 В.


В схеме можно применить любой ОУ: К140УД1 — К140УД8, К153УД1, К284УД1.

Чувствительный измеритель. Измерительное устройство (рис. 4.85) обладает чувствительностью 10 мВ при отклонении стрелки измерительного прибора на всю шкалу. Полоса рабочих ча­стот от 10 Гц до 100 кГц. Максимальный коэффициент усиления более 100. Требуемый коэффициент усиления устанавливается с по­мощью резистора R5. Установка нуля прибора осуществляется ре­гулировкой напряжений в коллекторах транзисторов VT2 и VT3. Грубая регулировка выполняется с помощью резистора R4, который изменяет ток, протекающий через полевые транзисторы. Точная на­стройка выполняется резистором R3. Измеритель рассчитан на пара-фазный входной сигнал.

14. ЧУВСТВИТЕЛЬНЫЕ УПЧ

Каскодный резонансный усилитель. В основу усилителя по­ложена интегральная микросхема К224УС1 (рис. 4.86, а). Схема УВЧ приведена на рис. 4.86,6. Потенциометр R1 позволяет изменять коэффициент усиления каскада до 100. Параметры микросхемы позво­ляют создать усилитель на частоты до 100 МГц. Входное сопротив­ление равно 150 Ом.

Усилитель промежуточной частоты звука. Усилитель (рис. 487,6) выполнен на микросхеме К224УС8 (рис. 4.87, а), специ­ально рассчитанной для работы в усилителе промежуточной частоты (УПЧ) звукового сопровождения. На вход схемы подастся сигнал с частотой 6,5 МГц. Микросхема усиливает и одновременно ограничивает сигнал. Полоса пропускания не менее 250 кГц Коэффициент усиления более 100. С помощью потенциометра R1 можо регулиро­вать усиление каскада более чем в 100 раз.

Приемник с прямым преобразованием в диапазоне 80 м. Схема приемника (рис. 4.88) построена на базе двух микросхем cepии К237. Микросхема DAI выполняет функции УВЧ с входным конту­ром L1C2C3 гетеродина, частота настройки которого определяется контуром L2T9C10, и балансного смесителя, нагрузкой которого яв­ляется контур L3, С8, настроенный на промежуточную частоту.

Сигнал промежуточной частоты проходит ФСС и поступает на вход микросхемы DA2, где он детектируется и усиливается.


Нагруз­кой является телефон с сопротивлением 200 Ом.

Настройка приемника осуществляется блоком конденсаторов СЗ, С9. Коэффициент усиления по высокой частоте регулируется пе­ременным резистором R2 путем изменения напряжения на коллек­торе транзистора УВЧ. Усиление по промежуточной частоте опреде­ляется резистором R4.



                                          Рис. 4.86



                                          Рис. 4.87



                                          Рис. 4.88



                                          Рис. 4.89

Усилитель промежуточной частоты на микросхемах К224УС2. Усилитель промежуточной частоты на 465 кГц построен на трех мик­росхемах (рис. 4.89). Первые две микросхемы работают в каскадах, выполненных по апериодической схеме. Последний каскад выполнен по схеме резонансного усилителя. Резистор R6 определяет полосу пропускания усилителя. В первом каскаде на вывод 2 микросхемы подводится напряжение АРУ, которое при отсутствии сигнала долж­но быть равно 1,5 В, при этом усиление УПЧ максимально и равно 103. При использовании в схеме детектора микросхемы К224ЖАГ можно обеспечить изменение выходного сигнала УПЧ на 1 дБ при изменении напряжения на входе более 40 дБ. Входной сигнал УПЧ может меняться в пределах от 102 до 104 мкВ. Резистором R5 уста­навливается эмиттерный ток транзистора последнего каскада.

15. ПОЛОСОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ

Линейный полосовой усилитель. Усилитель построен на двух ОУ типа К140УД1Б (рис. 4.90). На DAI выполнен усилитель с пере­менным коэффициентом усиления. Для уменьшения сдвигов посто­янной составляющей на выходе DA1 изменение коэффициента усиле­ния производится одновременным изменением резисторов как в цепи ОС, так и в неинвертирующем входе (переключатель П2). Нижняя граничная частота усиления определяется положением переключате­ля П1: 0,1; 6; 16; 160; 1600; 16000 Гц. Верхняя граничная частота определяется положением переключателя П3: 10; 100 Гц; 1; 10; 100 кГц и 1 МГц.

Следует учесть, что ОУ типа К140УД1Б имеет спад АЧХ с кру­тизной 6 дБ/октава, начиная с частоты 10 кГц, так что при коэффициенте усиления 500 верхняя гра­ничная частота усилителя будет равна 5 кГц.





                                          Рис. 4.90



                               Рис. 4.91

Усилитель промежуточной ча­стоты с АРУ на микросхеме К157УСЗ. Принципиальная схема К157УСЗ приведена на рис. 4.91, а, а периодический УПЧ на ней на рис. 4.91,6. В усилителе интеграль­ная микросхема выполняет не­сколько функций. В ней происхо­дит усиление сигнала с частотой 465 кГц, детектирование этого сигнала и усиление постоянной составляющей в цепи АРУ. Для входного сигнала, имеющего глубину модуляции 30% для сигналов от 50 мкВ до 3 мВ, выходной сигнал меняется не более чем на 6 дБ. Для входного сигнала 0,3 мВ коэффициент гармоник по модулирующему сигналу не более 3 %. Коэффициент усиления схемы более 103. Напряжение сигнала АРУ должно находиться в пределах 3 — 4,5 В.



                                          Рис. 4.92

Усилитель промежуточной частоты на микросхемах К122УС2Б. Схема УПЧ (рис. 4.92) содержит два резонансных каскада усиления, детектор и УПТ цепи АРУ. Чувствительность схемы 10 мкВ. Напря­жение шума, приведенное ко входу, 1 мкВ. Полоса пропускания 15 кГц. Схема АРУ обеспечивает изменение выходного сигнала на 6 дБ при изменении входного сигнала на 46 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Усилитель по­строен на ОУ типа К140УД1Б (рис. 4.93), в цепь ООС которого включен контур. Часть выходного сигнала с делителя R2, R3 по­дается на неинвертирующий вход ОУ. На резонансной частоте кон­тура без ПОС усиление каскада будет определяться выражением Kу u = wL/R1 — l/wCR1. При введении ПОС усиление каскада увели­чивается, а полоса пропускания усилителя сужается, т. е. увеличива­ется эквивалентная добротность контура. Усилитель имеет низкое полное выходное сопротивление, что упрощает согласование его с последующими устройствами. Верхняя граничная частота использо­вания схемы определяется частотными свойствами ОУ.

Логарифмический усилитель. Усилитель (рис. 4.94) состоит из транзистора VT1, колебательного контура, настроенного на частоту 100 кГц, схемы детектирования, включающей конденсаторы С2, СЗ, диоды VD2, VD3 и УПТ на транзисторе VT2. Последний управляет базовым током транзистора VT1, что приводит к изменению коэффициента усиления каскада.


При увеличении амплитуды входного сигнала, когда напряжение на конденсаторе СЗ оказывается доста­точным для открывания транзистора VT2, напряжение на его кол­лекторе будет уменьшаться, что приведет к уменьшению коэффици­ента передачи транзистора VT1. В результате амплитудная харак­теристика близка к логарифмической. Максимальный коэффициент усиления схемы около 100.



       Рис. 4.93                                  Рис. 4.94

16. УСИЛИТЕЛИ С АРУ

Усилитель с гистерезисной характеристикой. В основу этой схемы (рис. 4.95) положена схема логарифмического усилителя. От­личительной особенностью схемы является дополнительный каскад на VT3, осуществляющий ПОС по постоянному току.

При отсутствии входного сигнала базовый ток транзистора VT1 определяется резисторами Rl, R6 и напряжением питания. Коэффи­циент усиления каскада около 10. Когда амплитуда входного сиг­нала достигнет 20 мВ, на выходе детектора появится постоянное напряжение, открывающее транзистор VT2. Уменьшение напряже­ния на коллекторе этого транзистора откроет транзистор VT3. В его коллекторной цепи появится постоянное напряжение, которое смес­тит рабочую точку транзистора VT1 в область с большим усилени­ем. В результате амплитуда переменного сигнала в коллекторе тран­зистора VT1 увеличится. Это в свою очередь приведет к дальнейше­му увеличению усиления транзистора VT1. Коэффициент усиления схемы увеличится до 400. Транзистор VT3 полностью откроется. При уменьшении амплитуды входного сигнала в режиме максималь­ного усиления схема вернется в исходное состояние. Переход про­изойдет при амплитуде 8 мВ.

Составной каскад. Резонансный усилитель, схема которого пред­ставлена на рис. 4.96, а, настроен на частоту 465 кГц. Полоса про­пускания контура 2,5 кГц. Коэффициент усиления на резонансной частоте определяется Kу.и = 1 + (RoefRa) = 100, где Roe — резонансное сопротивление контура. Коэффициент усиления практически не зави­сит от сопротивления нагрузки при Rн>5 кОм (рис. 4.96,6).


В уси­ лителе предусмотрено управление коэффициентом передачи при изме­нении смещения транзистора VT1. Зависимость коэффициента усиле­ния от управляющего напряжения представлена на рис. 4.96, в. При включении последовательно двух каскадов необходимо введение рези­стора сопротивлением R=l кОм между этими каскадами.



                                          Рис. 4.95



                                                          Рис. 4.96

Усилитель с управляемым коэффициентом усиления. Усилитель (рнс. 4.97, а) содержит два одинаковых резонансных каскада на составных транзисторах VT2, VT3 и VT5, VT6. На входе каждого каскада включен управляемый Т-образный аттенюатор, в качестве горизонтального плеча которого использованы полевые транзисторы VTI и VT4. Зависимость коэффициента усиления от управляющего напряжения представлена на графике (рис. 4.97,6). Общий диапа­зон регулировки около 80 дБ.

Усилитель с регулируемой полосой пропускания. Двухкаскад-ный усилитель (рис. 4.98, а) предназначен для работы на частоте 465 кГц и содержит два резонансных каскада на составных транзи­сторах VTI, VT2 и VT4, VT6. Регулировка полосы пропускания осу­ществляется подключением сопротивления полевого транзистора па­раллельно контуру. В первом каскаде роль регулирующего элемелта выполняет транзистор VT3, а во втором — VT6. Начальная полоса пропускания каждого контура составляет около 2 кГц. Зависимость общей полосы пропускания от управляющего напряжения представ­лена на графике (рис. 4.98,6).

Два усилителя на микросхемах. В основу схем усилителей (рис. 4.99) положена интегральная микросхема К122УД1, содержа­щая усилительный дифференциальный каскад на биполярных тран­зисторах, режим которых по току задан генератором стабильного тока на биполярном транзисторе. Схемы представляют собой одно каскадный резонансный усилитель с подачей входного сигнала (рис. 4.99, а) на базу транзистора дифференциальной пары и на базу токозадающего транзистора (рис. 4.99,6).


В обеих схемах уп­ равляющее напряжение подается на базу второго транзистора диф­ференциальной пары. За счет перераспределения токов транзисторов дифференциальной пары в зависимости от UуПр получено изменение коэффициента усиления каскада. Ввиду использования различных выводов микросхемы для подачи входного сигнала получены раз­ные зависимости Kу.и от Uynp, что проиллюстрировано на графиках. Частота настройки усилителей 100 кГц. Начальный коэффициент усиления (при Uупр = 0) равен примерно 20.



Рис. 4.97



Рис. 4.98



                                          Рис. 4.99



                                                          Рис. 4.100

Регулируемый усилитель с ОБ. Резонансный усилитель на ча­стоту 465 кГц (рис. 4.100, а) собран на транзисторе VT2, который работает в схеме с ОБ. В его эмиттерной цепи включен полевой транзистор, выполняющий функции переменного сопротивления. Управляющее напряжение положительной полярности подается на затвор транзистора VT1 через резистор R2. Зависимость Kу.и уси­лителя от Uупр представлена на графике (рис. 4.100,6). Амплитуда входного сигнала не должна превышать 10 мВ.



Содержание раздела

---

---